Простые схемы на тл 494. TL494CN: схема включения, описание на русском, схема преобразователя

ПРИНЦИП РАБОТЫ TL494
НА ПРИМЕРЕ АВТОМОБИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ

TL494 по сути уже легендарная микросхема для импульсных блоков питания. Некоторые могут конечно возразить, что мол сейчас уже есть более новые, более продвинутые ШИМ контроллеры и какой смысл возится с этим старьем. Лично я на это могу сказать только одно – Лев Толстой писал вообще от руки и как писал! А вот наличие на Вашем компе две тысячи тринадцатого Ворда чет ни кого не сподвигло на написание хотя бы нормального рассказа. Ну да ладно, кому интересно смотрим дальше, кому нет – всего наилучшего!
Сразу хочу оговориться – речь будет идти о TL494 производства Техас Инструментс. Дело в том, что данный контроллер имеет огромное количество аналогов, производимых разными заводами и хотя структурная схема у них ОЧЕНЬ похожа, но это все равно не совсем одинаковые микросхемы – даже усилители ошибки на разных микросхемах имеют разный коф усиления при одной и той же пассивной обвязке. Так что после замены ОБЯЗАТЕЛЬНО перепроверьте параметры ремонтируемого блока питания – на эти грабли я лично наступал.
Ну это была присказка, а вот и сказка начинается. Перед Вами структурная схема TL494 как раз от Техас Инструментс. Если вглядеться, то не так уж много в ней и начинки, однако именно такое сочетание функциональных узлов позволило данному контроллеру завоевать огромнейшую популярность при копеешной стоимости.

Микросхемы выпускаются как в обычных ДИПовских корпусах, так и в планарных, для поверхностного монтажа. Цоколевка в обоих случаях аналогична. Лично я по причине своей подслеповатости предпочитаю работать по старинке – обычные резисторы, ДИПовские корпуса и так далее.

На седьмой и двенадцатый вывода у нас подается напряжение питания, на седьмой МИНУС, ну или ОБЩИЙ, на двенадцатый ПЛЮС. Диапазон питающих напржений довольно большой – от пяти до сорока вольт. Для наглядности микросхема обвязана пассивными элементами, которые и задают режимы ее работы. Ну а что для чего предназначено будет понятно по мере запуска микросхемы. Да, да именно запуска, поскольку микросхема начинает работать не сразу при подачи питания. Ну обо всем по порядку.
Итак, при подключении питания разумеется на двенадцатом выводе TL494 напряжение появится не мгновенно – потребуется какое время на зарядку конденсаторов фильтра питания, а мощность реального источника питания разумеется не бесконечна. Да, это процесс довольно скоротечен, но он все равно есть – напряжение питания увеличивается от нуля до номинального значение за какой то промежуток времени. Допустим, что номинальное напряжение питания у нас 15 вольт и мы его подали на плату контроллера.
Напряжение на выходе стабилизатора DA6 будет почти равно напряжению питания всей микросхемы пока основное питание не достигнет напряжения стабилизации. Пока оно ниже 3,5 вольт на выходе компаратора DA7 будет присутствовать уровень логической единицы, поскольку данный компаратор следит за величиной внутреннего опорного напряжения питания. Эта логическая единица подается на логический элемент ИЛИ DD1. Принцип работы логического элемента ИЛИ заключается в том, что если хотя бы на одном из его входов присутствует логическая единица на выходе будет единица, т.е. если единица на первом входе ИЛИ на втором, ИЛИ на третьем ИЛИ на четвертом, то на выходе DD1 будет единица и что будет на остальных входах значения не имеет. Таким образом, если напряжение питания ниже 3,5 вольт DA7 блокирует прохождение сигнала тактового сигнала дальше и на выходах микросхемы ни чего не происходит – управляющих импульсов нет.

Однако как только напряжение питания превышает 3,5 вольт напряжение на инвертирующем входе становится больше, чем на не инвертирующем и компаратор меняет свое выходное напряжение на логический ноль, тем самым снимая первую ступень блокировки.
Вторая ступень блокировки контролируется компаратором DA5, который следит за величиной напряжения питания, а именно на его величиной в 5 вольт, поскольку внутренний стабилизатор DA6 не может выдать напряжение больше чем на его входе. Как только напряжение питания превысит 5 вольт оно станет больше на инвертирующем входе DA5, поскольку на не инвертирующем входе оно ограничено напряжением стабилизации стабилитрона VDвн5. Напряжение на выходе компаратора DA5 станет равно логическому нулю и попадая на вход DD1 снимается вторая ступень блокировки.
Внутреннее опорное напряжение 5 вольт используется и внутри микросхемы и выводится за ее пределы через вывод 14. Внутреннее использование гарантирует стабильную работу внутренних компараторов DA3 и DA4, поскольку данные компараторы формируют управляющие импульсы исходя из величины пилообразного напряжения, формируемого генератором G1.
Тут лучше по порядку. В микросхеме имеется генератор пилы, частота которой зависит от времязадающих конденсатора С3 и резистора R13. Причем R13 не принимает непосредственного участия в формировании пилы, а служит регулирующим элементом генератора тока, который и производит зарядку конденсатора С3. Таким образом уменьшая номинал R13 увеличивается ток зарядки, конденсатор заряжается быстрее и соответственно увеличивается тактовая частота, а амплитуда формируемой пилы сохраняется.

Далее пила попадает на инвертирующий вход компаратора DA3. На не инвертирующем входе которого находится опорное напряжение величиной 0,12 вольта. Это как раз соответствует пяти процентам от всей длительности импульса. Другими словами не зависимо от частоты на выходе компаратора DA3 появляется логическая единица ровно на пять процентов от длительности всего управляющего импульса, тем самым блокируя элемент DD1 и обеспечивая время паузы между переключениями транзисторов выходного каскада микросхемы. Это не совсем удобно – если частота в процессе эксплуатации изменяется, то время паузы следует учитывать для максимальной частоты, ведь как раз время пауз будет минимальным. Однако эта проблема решает довольно легко, если величину опорного напряжения 0,12 вольт увеличить, соответственно увеличчится длительность пауз. Это можно сделать собрав делитель напряжения на резисторах или использовать диод с малым падением напряжения на переходе.

Так же пила с генератора попадает на компаратор DA4, который сравнивает ее величину с напряжением, формируемым усилителями ошибки на DA1 и DA2. Если величина напряжения с усилителя ошибки располагается ниже амплитуды пилообразного напряжения, то управляющие импульсы проходят без изменения на формирователь, если же на выходах усилителей ошибки имеется какое напряжение и оно больше минимального значения и меньше максимального напряжения пилы, то при достижении пилообразного напряжения уровня напряжения с усилителя ошибки компаратор DA4 формирует уровень логической единицы и выключает управляющий импульс, идущий на DD1.

После DD1 стоит инвертор DD2, который формирует фронты для работающего по фронту D-триггера DD3. Триггер с свою очередь делит тактовый сигнал на два и поочередно разрешает работу элементов И. Суть работы элементов И заключается в том, что на выходе элемента появляется логическая единица лишь в том случае, когда на его одном входе будет логическая единица И на остальных входах тоже будет присутствовать логическая единица. Вторые выводы этих логических элементов И соединены между собой и выведены на тринадцатый вывод, который может использоваться для внешнего разрешения работы микросхемы.
После DD4, DD5 стоит пара элементов ИЛИ-НЕ. Это уже знакомый элемент ИЛИ, только выходное напряжение у него инвертировано, т.е. НЕ соответствует истине. Другими словами, если хоть на одном из входов элемента будет присутствовать логическая единица, то на его выходе будет НЕ единица, т.е. ноль. А для того, чтобы на выходе элемента появилась логическая единица на обоих его входах должен присутствовать логический ноль.
Вторые входа элементов DD6 и DD7 соединены и подключены непосредственно на выход DD1, что блокирует элементы пока на выходе DD1 присутствует логическая единица.
С выходов DD6 и DD7 управляющие импульсы попадают на базы транзисторов выходного каскада ШИМ контроллера. Причем сама микросхема использует только базы, а коллекторы и эмиттеры выведены за приделы микросхемы и могут использоваться пользователем по своему усмотрению. Например соединив эмиттеры с общим проводом и подключив к коллекторам обмотки согласующего трансформатора мы можем непосредственно микросхемой управлять силовыми транзисторами.
Если же коллекторы транзисторов выходного каскада соединить с напряжением питания, а эмиттеры нагрузить резисторами, то получаем управляющие импульсы для непосредственного управления затворами силовых транзисторов, разумеется не очень мощных – ток коллектора транзисторов выходного каскада не должен превышать 250 мА.
Так же мы можем использовать TL494 для управления однотактными преобразователями, соединив коллекторы и эмиттеры транзисторов между собой. По этой схемотехнике можно строить и импульсные стабилизаторы – фиксированное время пауз не даст намагнитится индуктивности, а можно использовать и как многоканальный стабилизатор.
Теперь несколько слов схеме включения и об обвязке ШИМ контроллера TL494. Для большей наглядности возьмем несколько схем из интернета и попробуем в них разобраться.

СХЕМЫ АВТОМОБИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ
С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ TL494

Для начала разберем автомобильные преобразователи. Схемы взяты КАК ЕСТЬ, поэтому я позволю кроме пояснений подчеркнуть некоторые нюансы, которые я бы сделал по другому.
Итак, схема номер 1 . Автомобильный преобразователь напряжения, имеющий стабилизированное выходное напряжение, причем стабилизация осуществляется косвенным образом – контролируется не выходное напряжение преобразователя, а напряжение на дополнительной обмотке. Разумеется, что выходные напряжения трансформатора взяимосвязаны, поэтому увеличение нагрузки на одной из обмоток вызывает провал напряжение не только на ней, но и на всех обмотках, которые намотаны на этом же сердечнике. Напряжение на дополнительной обмотке выпрямляется диодным мостом, проходит аттенюатор на резисторе R20, сглаживается конденсатором С5 и через резистор R21 попадает на первую ногу микросхемы. Вспоминаем структурную схему и видим, что первый вывод у нас есть не инвертирующий вход усилителя ошибки. Второй вывод – инвертирующий вход, через который с выход усилителя ошибки (вывод 3) заведена отрицательная обратная связь через резистор R2. Обычно параллельно этому резистору ставят конденсатор на 10…47 нано фарад – это несколько замедляет скорость реакции усилителя ошибки, но в тоже время значительно увеличивает стабильность его работы и полностью исключает эффект перерегулирования.

Перерегулирование – слишком сильная реакция контроллера на изменение нагрузки и вероятность возникновения колебательного процесса. К этому эффекту мы вернемся, когда полностью разберемся со всеми процессами в данной схеме, поэтому возвращаемся к выводу 2, на который подано смещение с вывода 14, который является выходом внутреннего стабилизатора на 5 вольт. Сделано это для более корректной работы усилителя ошибки – у усилителя однополярное напряжение питания и работать с напряжениями близкими по значению к нулю ему довольно сложно. Поэтому в таких случаях формируются дополнительные напряжения, чтобы загнать усилитель в рабочие режимы.
Кроме всего прочего стабилизированное напряжение 5 вольт используется для формирования «мягкого» старта – через конденсатор С1 оно подается на 4 вывод микросхемы. Напоминаю – от величины напряжения на этом выводе зависит время пауз между управляющими импульсами. Из этого не сложно сделать вывод, что пока конденсатор С1 будет разряжен время пауз будет настолько большим, что превысит длительность самих импульсов управления. Однако по мере зарядки конденсатора напряжение на четвертом выводе начнет уменьшаться уменьшая и время пауз. Длительность управляющих импульсов начнет увеличиваться пока не достигнет своего значения в 5 %. Данное схемотехническое решение позволяет ограничить ток через силовые транзисторы на время заряда конденсаторов вторичного питания и исключает перегрузку силового каскада, поскольку действующее значение выходного напряжения увеличивается постепенно.
Восьмой и одиннадцатый вывода микросхемы подключены к напряжению питания, следовательно выходной каскад работает в качестве эмиттерного повторителя, а так оно и есть – девятый и десятый выводы через токоограничивающие резисторы R6 и R7 подключены к резисторам R8 и R9, а так же к базам VT1 и VT2. Таким образом выходной каскад контроллера усилен – открытие силовых транзисторов осуществляется через резисторы R6 и R7, последовательно которым подключены диоды VD2 и VD3, а вот закрытие, на которое нужно гораздо больше энергии, происходит при помощи VT1 и VT2, включенных как эмиттерные повторители, но обеспечивающие большие ток именно при формировании на затворах нулевого напряжения.
Далее у нас по 4 силовых транзистора в плече, включенных параллельно, для получения большего тока. Откровенно говоря вызывает некоторое смущении использование именно этих транзисторов. Вероятней всего у автора данной схемы они попросту были в наличии и он решил их пристроить. Дело в том, что у IRF540 максимальный ток равен 23 амперам, энергия, запасенная в затворах равна 65 нано Кулонам, а наиболее популярные транзисторы IRFZ44 имеют максимальный ток в 49 ампер, при этом энергия затвора составляет 63 нано Кулона. Другими словами используя две пары IRFZ44 мы получаем небольшой прирост максимального тока и двухкратное снижения нагрузки на выходной каскад микросхемы, что лишь увеличивает надежность данной конструкции с точки зрения параметров. Да и формулу «Меньше деталей – больше надежность» ни кто не отменял.

Разумеется, что силовые транзисторы должны быть из одной партии, поскольку в этом случае разброс параметров между включенными в параллель транзисторами снижается. В идеале конечно же лучше подобрать транзисторы по коэффициенту усиления, но такая возможность случается не всегда, а вот приобрести транзисторы одной партии должно получится в любом случае.

Параллельно силовым транзисторам стоят последовательно соединенные резисторы R18, R22 и конденсаторы C3, C12. Это снаберы, которые призваны подавлять импульсы самоиндукции, которые неизбежно возникают при подаче на индуктивную нагрузку прямоугольных импульсов. Кроме этого дело усугубляется широтно-импульсной модуляцией. Тут стоит остановится подробней.
Пока силовой транзистор открыт через обмотку протекает ток, причем ток все время увеличивается и вызывает рост магнитного поля энергия которого передается во вторичную обмотку. Но как только транзистор закрывается ток через обмотку протекать перестает и магнитное поле начинает сворачиваться вызывая появление напряжение обратной полярности. Складываясь с уже имеющимся напряжением появляется короткий импульс, амплитуда которого может превышать приложенное первоначально напряжение. Это вызывает выброс тока вызывает повторную смену полярности наводимого самоиндукцией напряжения и теперь самоиндукция сокращает величину имеющегося напряжения и как только ток станет меньше снова происходит смена полярности импульса самоиндукции. Этот процесс носит затухающий характер, однако величины токов и напряжений самоиндукции прямопропорциональны габаритной мощности силового трансформатора.

В результате этих качелей в момент закрытия силового ключа на обмотке трансформатора наблюдаются ударные процессы и для их подавления как раз и используются снаберы – сопротивление резистора и емкость конденсатора подбираются таким образом, чтобы на зарядку конденсатора требовалось ровно столько времени, сколько требуется на смену полярности импульса самоиндукции трансформатора.
Зачем нужно бороться с этими импульсами? Все очень просто – в современных силовых транзисторах установлены диоды, причем напряжение падения у них значительно больше сопротивления открытого полевика и именно диодам приходится не сладко, когда они через себя начинаю гасить на шины питания выбросы самоиндукции и в основном корпуса силовых транзисторов греются не потому, что греются кристаллы переходов именно транзисторов, это греются внутренние диоды. Если же убрать диоды, то обратное напряжение буквально при первом же импульсе убьет силовой транзистор.
Если преобразователь не оснащен ШИМ стабилизацией, то время самоиндукционной болтанки сравнительно не велико – вскоре открывается силовой транзистор второго плеча и самоиндукция душится малым сопротивлением открытого транзистора.

Однако если же преобразователь имеет ШИМ контроль выходного напряжения, то паузы между открытием силовых транзисторов становятся довольно длинными и естественно время самоиндукционной болтанки значительно увеличивается, увеличивая нагрев диодов внутри транзисторов. Именно по этой причине при создании стабилизированных источников питания не рекомендуют закладывать запас выходного напряжения более 25 % - время пауз становится слишком длинным и это вызывает необоснованное повышение температуры выходного каскада даже при наличии снаберов.
По этой же причине подавляющее большинство заводских автомобильных усилителей мощности не имеют стабилизации даже если в качестве контроллера используется TL494 – экономят на площади теплоотводов преобразователя напряжения.
Ну теперь, когда основные узлы рассмотрены разберемся как работает ШИМ стабилизация. У нас на выходе заявлено двуполярное напряжение ±60 вольт. Из сказанного ранее становится понятно, что вторичная обмотка трансформатора должна быть рассчитана на выдачу 60 вольт плюс 25% процентов, т.е. 60 плюс 15 равно 75 вольта. Однако для получения действующего значения в 60 вольт длительность одной полуволны, точнее одного периода преобразования должен быть короче на 25% от номинального значения. Не забываем, что в любом случае вмешается еще время пауз между переключениями, следовательно вносимые формирователем пауз 5% отсекутся автоматически и наш управляющий импульс нужно уменьшить на оставшиеся 20%.
Эта пауза между периодами преобразования будет компенсироваться за счет накопленной в дросселе фильтра вторичного питания магнитной энергии и накопленного заряда в конденсаторах. Правда ставить перед дросселем электролиты я бы не стал, впрочем как и любые другие конденсаторы – кондеры лучше ставить после дросселя и кроме электролитов конечно же установить пленочные – они лучше подавляют как раз импульсные броски и помехи.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется следующим образом. Пока нагрузки нет или она очень мала энергия с конденсаторов С8-С11 почти не расходуется и для ее восстановления требуется не много энергии и амплитуда выходного напряжения с вторичной обмотки будет достаточно большой. Соответственно и амплитуда выходного напряжения с дополнительной обмотки будет большой. Это вызовет увеличение напряжения на первом выводе контроллера, что в свою очередь повлечет увеличение выходного напряжения усилителя ошибки и длительность управляющих импульсов сократится до такой величины, при которой наступит баланс между потребляемой мощностью и отдаваемой в силовой трансформатор.
Как только потребление начинает увеличиваться происходит понижение напряжения на дополнительной обмотке и естественно уменьшается напряжение на выходе усилителя ошибки. Это вызывает увеличение длительности управляющих импульсов и увеличение отдаваемой в трансформатор энергии. Длительность импульса увеличивается до тех пор, пока снова не наступит баланс потребляемой и отдаваемой энергий. Если же нагрузка уменьшается, то снова происходит разбалансировка и контроллер вынужден будет теперь сократить длительность управляющих импульсов.

При неправильно выбранных номиналах обратной связи может возникнуть эффект перерегулирования. Это касается не только TL494, а так же всех стабилизаторов напряжения. В случае с TL494 эффект перерегулирования обычно возникает в случаях отсутствия замедляющих реакцию обратной связи цепочек. Разумеется, что замедлять реакцию слишком сильно не следует – может пострадать коэффициент стабилизации, однако и слишком быстрая реакция идет не на пользу. А проявляется это следующим образом. Допустим у нас увеличилась нагрузка, напряжение начинает проваливаться, ШИМ контроллер пытается восстановить баланс, но делает это слишком быстро и увеличивает длительность управляющих импульсов не пропорционально, а гораздо сильнее. В этом случае действующее значение напряжения резко увеличивается. Разумеется теперь контроллер видит, что напряжение выше напряжения стабилизации и резко сокращает длительность импульсов, пытаясь сбалансировать выходное напряжение и опорное. Однако длительность импульсов стала короче, чем должна быть и выходное напряжение становится гораздо меньше необходимого. Контроллер снова увеличивает длительность импульсов, но опять перестарался – напряжение получилось больше необходимого и ему ни чего не остается делать, как снижать длительность импульсов.
Таким образом на выходе преобразователя формируется не стабилизированное напряжение а колеблющееся на 20-40% от установленного, причем как в сторону превышения, так и в сторону занижения. Разумеется, что такое питание вряд ли понравится потребителям, поэтому после сборки любого преобразователя следует его проверить на скорость реакции на шунтах, дабы не расстаться с только что собранной поделкой.
Судя по предохранителю преобразователь довольно мощный, однако в таком случае емкостей С7 и С8 явно маловато, их следует добавить хотя бы еще по три штуки каждого. Диод VD1 служит для защиты от переполюсовки и если таковая случится, то он вряд ли останется в живых – пережечь предохранитель на 30-40 ампер не так-то просто.
Ну и под занавес остается добавить то, что данный преобразователь не снабжен системой стенбая, т.е. при подключении к напряжению питания он сразу запускается и остановить его можно только отключив питание. Это не очень удобно – потребуется довольно мощный переключатель.

Автомобильный преобразователь напряжения номер 2 , так же имеет стабилизированное выходное напряжение, о чем свидетельствует наличие оптрона, светодиод которого подключен к выходному напряжению. Причем подключен через TL431, что значительно увеличивает точность поддержания выходного напряжения. Фототранзистор оптрона подключен также к стабилизированному напряжению второй микрухой TL431. Суть данного стабилизатора лично от меня ускользнула – в микросхеме есть стабилизированные пять вольт и ставить дополнительный стабилизатор как бы смысла не имеет. Эмиттер фототранзистора идет на не инвертирующий вход усилителя ошибки (вывод 1). Усилитель ошибки охвачен отрицательной обратной связью, причем для замедления ее реакции введены резистор R10 конденсатор С2.

Второй усилитель ошибки используется для принудительной остановки преобразователя в не штанной ситуации – при наличии на шестнадцатом выводе напряжения большего по величине, чем формирует делитель R13 и R16, а это примерно два с половиной вольта контроллер начнет сокращать длительность импульсов управления вплоть до их полного исчезновения.
Мягкий старт организован точно так же, как и в предыдущей схеме – через формирование времени пауз, правда емкость конденсатора С3 несколько маловата – я бы туда поставил на 4,7…10 мкФ.
Выходной каскад микросхемы работает в режиме эмиттерного повторителя, для усиления тока используется полноценный дополнительный эмиттерный повторитель на транзисторах VT1-VT4, который в свою очередь нагружен на затворы силовых полевиков, правда номиналы R22-R25 я бы снизил до 22…33 Ом. Дальше снаберы и силовой трансформатор, после которого диодный мост и сглаживающий фильтр. Фильтр в этой схеме выполнен более корректно – он на одном сердечнике и содержит одинаковое количество витков. Такое включение обеспечивает максимально возможную фильтрацию, поскольку встречные магнитные поля компенсируют друг друга.
Режим стенбай организован на транзисторе VT9 и реле К1, контакты которого подают питание только на контроллер. Силовая же часть подключена к напряжению питания постоянно и пока с контроллера по появятся управляющие импульсы транзисторы VT5-VT8 будут закрытыми.
О том, что на контроллер подано напряжение питания свидетельствует светодиод HL1.

Следующая схема… Следующая схема это… Это третий вариант автомобильного преобразователя напряжения , но давайте по порядку…

Начнем с основных отличий от традиционных вариантов, а именно использования в автомобильном преобразователе полумостового драйвера. Ну с этим еще можно как то смириться – внутри микросхемы находятся 4 транзистора с хорошей скоростью открытия-закрытия, да еще и двухамперных. Произведя соответствующее подключение ее можно загнать в режим работы Пуш-пулла, однако микросхема не производит инверсию выходного сигнала, а на ее входы управляющие импульсы подаются с коллекторов контроллера, следовательно как только контроллер выдаст паузу между управляющими импульсами на коллекторах выходного каскада ТЛки появятся уровни соответствующие логической единицы, т.е. близкие к напряжению питания. Пройдя Ирку импульсы будут поданы на затворы силовых транзситоров, которые будут благополучно открыты. Оба… Одновременно. Я конечно понимаю, что ушатать транзисторы FB180SA10 с первого раза может и не получится – все таки 180 ампер придется развить, а при таких токах обычно уже дорожки начинают отгорать, но все ж это как то слишком жестко. Да и стоимость этих самых транзисторов больше тысячи за один.
Следующим загадочным моментом является использование трансформатора тока, включенного в шину первичного питания, по которой протекает постоянный ток. Понятно, что в этом трансформаторе будет все таки что то наводится за счет изменения тока в момент переключения, но все ж это как то не совсем правильно. Не, защита от перегрузки работать будет, но насколько корректно? Ведь и выход трансформатора тока тоже спроектирован, мягко говоря уж слишком оригинально – при увеличении тока на 15 выводе, который является инвертирующим входом усилителя ошибки будет уменьшаться напряжение, которое формирует резистор R18 совместно с делителем на R20. Разумеется, что уменьшение напряжения на этом выходе вызовет увеличение напряжения с усилителя ошибки, что в свою очередь укоротит управляющие импульсы. Однако R18 подключен непосредственно к шине первичного питания и весь происходящий бардак на этой шине будет непосредственно сказываться на работе защиты от перегрузки.
Регулировка стабилизации выходного напряжения выполнена… Ну в принципе так же, как и работа силовой части… После запуска преобразователя, как только выходное напряжение достигает значения при котором начинает светится светодиод оптрона U1.2 транзистор оптрона U1.1 открывается. Его открытие вызывает уменьшение созданного делителем на R10 и R11 напряжения. Это в свою очередь вызывает снижение выходного напряжения усилителя ошибки, поскольку это напряжение подключено к не инвертирующему входу усилителя. Ну а раз на выходе усилителя ошибки напряжение снижается то контроллер начинает увеличивать длительность импульсов, тем самым увеличивая яркость свечения светодиода оптрона, который еще сильнее открывает фототранзистор и еще сильнее увеличивает длительность импульсов. Это происходит до тех пор, пока напряжение на выходе не достигнет максимально возможной величины.
В общем схема настолько оригинальна, что отдать ее на повторение можно только врагу и за этот грех Вам обеспечены вечные муки в Аду. Я не знаю кто виноват… Лично у меня сложилось впечатление, что это чья то курсовая работа, а может и дипломная, но в это верить не хочется, ведь если она была опубликована, то значит была защищена, а это говорит о том, что квалификация преподавательского состава гораздо в худшем состоянии, чем я думал…

Четвертый вариант автомобильного преобразователя напряжения .
Не скажу, что идеальный вариант, тем не менее в свое время к разработке данной схемы приложил руку. Тут сразу небольшая порция успокоительного – пятнадцать и шестнадцать выводы соединены вместе и подключены на общий провод, хотя по логике следовало бы пятнадцатый вывод соединить с четырнадцатым. Тем не менее заземление входов второго усилителя ошибки на работоспособности ни как не отразилось. Поэтому куда подключать пятнадцатый вывод уже оставлю на Ваше усмотрение.

Выход внутреннего стабилизатора на пять вольт в данной схеме используется весьма интенсивно. Из пяти вольт формируется опорное напряжение, с которым будет сравниваться выходное напряжение. Делается это при помощи резисторов R8 и R2. Для уменьшения пульсаций опорного напряжения параллельно R2 подключен конденсатор С1. Поскольку резисторы R8 и R2 одинаковые, то величина опорного напряжения составляет два с половиной вольта.
Так же пять вольт используются для мягкого старта – конденсатор С6 в момент включения краткосрочно формирует пять вольт на четвертом выводе контроллера, т.е. пока он заряжается время принудительных пауз между управляющими импульсами будет изменяться от максимального до номинального значения.
Эти же пять вольт подключены к коллектору фототранзистора оптрона DA, а его эмиттер, через небольшой делитель на R5 и R4 подключен к не инвертирующему входу первого усилителя ошибки – вывод 1. На вывод 2 заведена отрицательная обратная связь с выхода усилителя ошибки. Обратная связь имеет замедляющий реакцию контроллера конденсатор С2, емкость которого может располагаться в пределах от десяти нано фарад до шестидесяти восьми нано фарад.
Выходной каскад контроллера работает в режиме повторителя, а усиление по току производится транзисторным драйверным каскадом на VT3-VT6. Разумеется, что мощности драйверного каскада хватит на управление не одно парой силовых транзисторов, собственно на это и делалась ставка – первоначально плата с контроллером выполнялась отдельно от силовой части, но в итоге это оказалось не совсем удобно. Поэтому печатные проводники были перенесены на основную плату, а трансформаторов, ну и конечно же силовых транзисторов уже варьировалось методом удлинения платы.
Силовой трансформатор к транзисторам подключен через трансформатор тока, который отвечает за работоспособность защиты от перегрузки. Снаберы в данном варианте не ставились – использовались серьезные радиаторы.
Как только на клемме УПР появляется напряжение, разрешающее работу преобразователя открывается транзистор VT2, который в свою очередь загоняет в насыщение VT1. На эмиттере VT1 находится напряжение с интегрального стабилизатора на 15, который безприпятственно пропускает напряжение питания подаваемое с диода VD5, ведь оно меньше напряжения стабилизации. На этот диод, через резистор R28 подается основное напряжение питания двенадцать вольт. Открывшись VT1 подает питание на контроллер и транзисторы драйвера и происходит запуск преобразователя. Как только на силовом трансформаторе появляются импульсы напряжение на его обмотка достигает удвоенного значения основного питания и оно, проходя диоды VD4 и VD6, подается на вход стабилизатора на 15 вольт. Таким образом после запуска преобразователя питание контроллера осуществляется уже стабилизированным питанием. Данное схемотехническое решение позволяет сохранять устойчивую работу преобразователя даже при питании шесть – семь вольт.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется методом контроля свечения светодиода оптрона DA, светодиод которого подключен к нему через резистивный делитель. Причем контролируется только одно плечо выходного напряжения. Стабилизация второго плеча осуществляется через магнитную связь, которая возникает в сердечнике индуктивности L2 и L3, поскольку данный фильтр выполнен на одном сердечнике. Как только увеличивается нагрузка на положительном плече выходного напряжения сердечник начинает намагничиваться и в результате отрицательному напряжению с диодного моста труднее попадать на выход преобразователя, отрицательное напряжение начинает проваливаться, а на это у же реагирует светодиод оптрона, заставляя контроллер увеличить длительность управляющих импульсов. Другими словами дроссель кроме фильтрующих функций выполнять роль дросселя групповой стабилизации и работает точно так же, как он это делает в компьютерных блоках питания, стабилизируя сразу несколько выходных напряжений.
Защита от перегрузки несколько грубоватая, тем не менее вполне работоспособная. Порог защиты регулируется резистором R26. Как только ток через силовые транзисторы достигает критического значения напряжение с трансформатора тока открывает тиристор VS1, а он шунтирует на землю управляющее напряжение с клеммы УПР, тем самым снимая напряжение питания с контроллера. Кроме этого через резистор R19 происходит ускоренная разрядка конденсатора С7, емкость которого все таки лучше снизить до 100 мкФ.
Для сброса сработанной защиты необходимо снять, а затем снова подать напряжение на клемму УПР.
Еще одной особенностью данного преобразователя является использование конденсаторно-резистивного формирователя напряжения в затворах силовых транзисторов. Устанавливая эти цепочки удалось добиться на затворах отрицательного напряжения, которое призвано ускорить закрытие силовых транзисторов. Однако данный способ закрытия транзисторов не повлек ни роста КПД, ни снижения температуры, даже с использованием снаберов и от нее отказались – меньше деталей – больше надежность.

Ну и последний, пятый автомобильный преобразователь . Данная схема является логическим продолжением предыдущей, но оснащена дополнительными функциями, улучшающими ее потребительские свойства. Управляющее напряжение REM подается через восстанавливаемый термопредохранитель KSD301 на 85 градусов, который установлен на радиатор преобразователя. В идеале радиатор должен быть один и на усилитель мощности и на преобразователь напряжения.

Если контакты термопредохранителя замкнуты, т.е. температура меньше восьмидесяти пяти градусов, то управляющее напряжение с клеммы REM открывает транзистор VT14, тот в свою очередь открывает VT13 и на вход пятнадцати вольтовой КРЕНки попадает двенадцать вольт от основного источника питания. Поскольку входное напряжение ниже напряжения стабилизации КРЕНки на ее выходе оно появится почти без изменений – лишь падение на регулирующем транзисторе внесет небольшое падение. С КРЕНки питание подается на сам контроллер и транзисторы драйверного каскада VT4-VT7. Как только внутренний пяти вольтовый стабилизатор выдаст напряжение начнет заряжаться конденсатор С6 уменьшая длительность пауз между управляющими импульсами. Управляющие импульсы начнут открывать силовые транзисторы на вторичных обмотках трансформатора появятся и начнут увеличивать действующее значение вторичные напряжения. С первой вторичной обмотки напряжение величиной 24 вольта через выпрямитель со средней точкой попадет на плюсовой вывод конденсатора С18 и поскольку его напряжение больше, чем основное двенадцативольтовое диод VD13 закроется и теперь контроллер будет питаться от собственно вторичной обмотки. Кроме этого двадцать четыре вольта больше, чем пятнадцать, следовательно в работу включится пятнадцати вольтовый стабилизатор и теперь контроллер будет питаться стабилизированным напряжением.
По мере роста управляющих импульсов действующее значение напряжения будет увеличиваться и на второй вторичной обмотке и как только оно достигнет значения при котором начнет светиться светодиод оптрона DA фототранзистор начнет открываться и система начнет обретать устойчивое состояние – длительность импульсов перестанет увеличиваться, поскольку эмиттер фототранзистора подключен в не инвертирующему выводу усилителя ошибки контроллера. При увеличении нагрузки выходное напряжение начнет проседать, естественно яркость светодиода начнет уменьшаться, уменьшится и напряжение на первом выводе контроллера и контроллер увеличит длительность импульса ровно на столько, чтобы снова восстановить яркость свечения светодиода.
Контроль выходного напряжения осуществляется по отрицательному плечу, а реакция на изменения потребления в положительном плече осуществляется за счет дросселя групповой стабилизации L1. Для ускорения реакции контролируемого напряжения отрицательное плечо дополнительно нагружено резистором R38. Тут сразу следует оговориться – не нужно на вторичное питания навешивать слишком большие элеткролиты – на больших частотах преобразования от них не много толка, а вот на общий коэффициент стабилизации они могут оказать существенное влияние – чтобы напряжение в положительном плече начало увеличиваться в случае увеличения нагрузки напряжение в отрицательном плече должно тоже уменьшится. Если же в отрицательном плече потребление не большое, а емкость конденсатора довольно большая С24, то разряжаться он будет довольно долго и контроле попротсу не успеет отследить, что на положительном плече напряжение провалилось.
Именно по этой причине настоятельно рекомендуется на самой плате преобразователя ставить не более 1000 мкФ в плечо и по 220…470 мкФ на платах усилителя мощности и не более.
Не хватку же мощности на пиках звукового сигнала придется компенсировать габаритной мощностью трансформатора.
Защита от перегрузки выполнена на трансформаторе тока, напряжение с которого выпрямляется диодами VD5 и VD6 и попадает на регулятор чувствительности R26. Далее проходя диод VD4, который является некоторым ограничителем амплитуды, напряжение попадает на базу транзистора VT8. Коллектор этого транзистора подключен к входу триггера Шмидта, собранного на VT2-VT3 и как только транзистор VT8 откроется он закроет VT3. Напряжение на коллекторе VT3 увеличится и откроется VT2, открывая VT1.
И триггер и VT1 запитаны от пяти вольтового стабилизатора контроллера и при открытии VT1 пять вольт попадает на шестнадцатый вывод контроллера, резко сокращая длительность импульсов управления. Так же пять вольт через диод VD3 попадает на вывод четыре, увеличивая время принудительных пауз до максимально возможного значения, т.е. управляющие импульсы сокращаются сразу двумя способами – через усилитель ошибки, который не имеет отрицательной обратной связи и работает как компаратор сокращая длительность импульсов практически мгновенно, и через формирователь длительности пауз, который теперь через разряженный конденсатор начнет увеличивать длительность импульсов постепенно и если нагрузка по прежнему слишком большая снова сработает защита как только откроется VT8. Однако у триггера на VT2-VT3 есть еще одна задача – он следит за величиной основного первичного напряжения 12 вольт и как только оно станет меньше 9-10 вольт подаваемого на базу VT3 через резисторы R21 и R22 смещения будет не достаточно и VT3 закроется, открывая VT2 и VT1. Контроллер остановится и вторичное питание пропадет.
Данный модуль оставляет шанс на заводку автомобиля, если вдруг его владелец решит послушать музыку на не заведенной машине, а так же предохраняет усилитель мощности от резких провалов напряжения в момент запуска стартера автомобиля – преобразователь просто пережидает момент критического потребления оберегая и усилитель мощности и собственные силовые ключи.
Чертеж печатной платы данного преобразователя , причем там два варианта – одно и двух трансформаторные.
Зачем два трансформатора?
Для получения большей мощности. Дело в том, что габаритная мощность трансформатора в автомобильных преобразователях ограничена напряжением питания двенадцать вольт, которое требует определенного количества витков на трансформаторе. На кольце должно быть не менее четырех витков в первичной полуобмотке, для ш-образного феррита количество витков можно снизить до трех.

Это ограничение связанно прежде всего с тем, что при меньшем количестве витков магнитное поле уже становится не однородным и возникают слишком большие его потери. Отсюда так же вытекает не возможность увести частоту преобразования на более высокие частоты – придется сокращать количество витков, а это не допустимо.
Вот и получается, что габаритная мощность ограничена количеством витков первичной обмотки и не большим частотным диапазоном преобразования – ниже 20 кГц спускаться нельзя – помехи от преобразователя не должны находиться в звуковом диапазоне, поскольку они приложат все усилия, чтобы их стало слышно в динамиках.
Выше 40 кГц тоже не поднимешься – количество витков первичной обмотки становится слишком маленьким.
Если же хочется получить мощности побольше, то остается единственное решение – увеличивать количество трансформаторов и два это далеко не максимум от возможного.
Но тут встает ребром другой вопрос – как следить за всеми трансформаторами? Городить слишком серьезный дроссель групповой стабилизации или вводить энное количество оптронов не хочется. Поэтому единственным способом контроля остается последовательное соединение вторичных обмоток. В этом случае исключается и перекосы в потреблении и контролировать выходное напряжение значительно легче, однако к сборке и фазировке трансформаторов придется уделить максимальное внимание.
Теперь немного об отличиях принципиальной схемы и платы. Дело в том, что на данной принципиалке обозначены лишь самые основные моменты схемы, на печатной же элементы расставлены согласно реальности. Например на принципиалке нет пленочных конденсаторов по питанию, а на плате они есть. Разумеется посадочные отверстия под них сделаны согласно размерам тех конденсаторов, которые были в наличии на момент разработки. Разумеется, что в случае отсутствия емкости на 2,2 мкФ можно использовать на 1 мкФ, но не ниже 0,47 мкФ.
По питанию на схеме так же установлены электролиты на 4700 мкФ, однако на плате вместо них стоит целый набор кондеров на 2200 мкФ на 25 вольт, причем конденсаторы должны быть с малым ESR, это те самые, которые позиционируются продавцами как «для материнских плат». Они обычно маркированы либо серебристой, либо золотистой краской. Если будет возможность приобрести на 3300 мкФ на 25 вольт, то это будет даже лучше, но в наших краях такие попадаются довольно редко.
Несколько слов о якобы джамперах – это такие перемычки, которые соединяют дорожки сами с собой. Сделано это не просто так – толщина меди на плате ограничена, а протекающие по проводникам тока довольно большие и чтобы компенсировать потери в проводнике дорожку нужно либо буквально пролить припоем, а это по нынешним временам дороговато, либо продублировать токоведущими проводниками, тем самым увеличив суммарное сечение проводника. Данные джампера выполняются из медного одножильного провода сечением не менее два с половиной квадрата, в идеале конечно же потолше – квадрата четыре или шесть.
Диодный мост вторичного питания. На схеме указаны диоды в корпусе ТО-247, плата подготовлена под использования диодов в корпусе ТО-220. Тип диодов напрямую зависит от планируемого тока в нагрузке, ну и конечно же диоды лучше выбирать более быстрые – будет меньше саморазогрев.
Теперь несколько слов о моточных деталях.
Самым подозрительным в схеме является трансформатор тока – толстючими проводами первичной обмотки кажется будет трудно намотать пол витка, да еще в разные направления. На самом деле это самый простой компонент из моточных деталей. Для изготовления трансформатора тока используется телевизионный фильт питания, если ВДРУГ такой найти не удалось, то можно использовать ЛЮБОЙ ш-образный ферритовый сердечник, например солгасующий трансформатор от компьютерного блока питания. Сердечник прогревается градусов до 110-120 в течении десяти – двадцати минут и затем ращелкивается. Обмотки удаляются, на каркасе мотается вторичная обмотка, состоящая из 80-120 витков проводом 0,1…0,2 мм, разумеется сложенным в двое. Затем начало одной обмотки соединяется с концом второй, провода фиксируются любым удобным для Вас способом и каркас с обмоткой надевается на половинку сердечника. Затем в одно окно прокладывается один жгут силвой первичной обмотки, во втрое – второй и одевается вторая половинка сердечника. Вот и все! Две обмотки по пол витка в первичке и 100 витков во вторичке. Почему число витков не указано точно? Число витков должно быть таким, чтобы на резисторе R27 при максимальных токах получилось три – пять вольт. Но я ведь не знаю какой ток Вы сочтете максимальным, какие транзисторы будет использовать. А величину напряжения на R27 всегда можно подкорректировать подбором номинала этого самого резистора. Главное, чтобы трансформатор тока был перегружен по вторичной обмотке, а для этого нужно не менее 60-70 витков во вторичке – в этом случае будет минимальный нагрев сердечника.

Дроссель L2 выполнялся на сердечнике силового трансформатора импульсного блока питания телевизоров подходящего размера. В принципе его можно намотать и на сердечнике от трансформатора от компьютерного блока питания, но придется организовать не магнитный зазор 0,5…0,7 мм. Для его создания достаточно бросить внутрь каркаса с вставленной половинкой сердечника НЕ ЗАМКНУТОЕ колечко из обмоточного провода соответствующего диаметра.
Намотка дросселя производится до заполнения, а вот каким проводом придется рассчитать. Лично я предпочитаю работать либо со жгутами, либо с лентой. Лента конечно же компактней, с ее помощью получается очень большая плотность намотки но на ее изготовление уходит уйма времени, ну и клей конечно же на дороге не валяется. Изготовить жгут гораздо легче – для этого достаточно выяснить примерную длину проводника, сложить провод в несколько раз, а затем при помощи дрели свить его в жгут.
Какого и сколько провода нужно использовать? Тут уже зависит от предъявляемым к конечному изделию требованиям. В данном случае речь идет об автомобильной технике, которая по определению имеет очень плохие условия охлаждения, следовательно саморазогрев нужно свести к минимуму, а для этого нужно вычислить сечение проводника при котором он будет греться не сильно, либо вообще не греться. Последнее конечно предпочтительней, но это вызывает увеличение габаритов, а машина это не Икарус, в котором уйма места. Поэтому будем исходить из минимального нагрева. Разумеется, что можно конечно поставить вентиляторы, чтобы они в принудиловку продували и усилитель и преобразователь, да вот только пыль от наших дорог больно быстро убивает вентиляторы, поэтому лучше танцевать от естественного охлаждения и возьмем за основу напряженность в три ампера на квадратный миллиметр сечения проводника. Это довольно популярная напряженность, которую рекомендуют закладывать в расчет при изготовлении традиционного трансформатора на ш-образном железе. Для импульсных устройств рекомендуют ложить пять-шесть ампер на квадратный миллиметр, однако это подразумевает хорошую конвекцию воздуха, а у нас корпус закрытый, поэтому все таки берем три ампера.
Убедил что лучше три? А теперь даем поправку на то, что нагрузка то у усилителя не постоянная, ведь чистую синусоиду, да еще приближенную к клипингу ни кто не слушает, поэтому нагрев будет происходить не постоянно, поскольку действующее значение мощности усилителя равно примерно 2/3 от максимальной. Следовательно напряженность можно увеличить на тридцать процентов без каких либо рисков, т.е. довести ее до четырех ампер на квадратный миллиметр.
Еще разик, для большего понимания цифр. Условия охлаждения гадкие, провод от больших токов начинает греться, если он сильно тонкий, а если он смотан ееще в катушку, то нагревает сам себя. Для решения проблемы закладываем напряженность в два с половиной – три ампера на квадратный миллиметр сечения провода если нагрузка постоянная, если будем питать усилитель мощности, то напряженность увеличиваем до четырех – четырх с половиной ампер на квадратный миллиметр сечении проводника.
Теперь запускаем Эксель, надеюсь у всех есть такой калькулятор, и в верхней строке пишем по порядку: «Напряженность», затем «Диаметр провода», далее «Количество проводов», потом «Максимальный ток» и в последней ячейке «Мощность». Переходим в начало следующей строки и пишем пока цифру три, пусть пока будет три ампера на квадратный миллиметр. В следующей ячейке пишем цифру один, пусть пока будет провод диаметром один миллиметр. В следующей ячейке пишем десять, это будет количество проводов в жгуте.
А вот дальше уже ячейки в которых будут формулы. Для начала вычисляем сечение. Для этого диаметр делим на 2 – нам нужен радиус. Затем радиус умножаем на радиус, на всякий случай, чтобы наш калькулятор не затупил берем вычисление радиусов в скобки и все это умножаем на число пи. В результате получаем пи эр квадрат, т.е. площадь круга, которая и является сечением проводника. Затем, не выходя из редактирования ячейки умножаем получившийся результат на наш диаметр провода и умножаем на количество проводов. Нажимаем ЭНТЕР и видим цифру с кучей знаков после запятой. Такая большая точность не нужна поэтому округляем наш результат до одного знака после запятой, причем в большую сторону, чтобы был небольшой технологический запас. Для этого заходим в редактирование ячейки, выделяем нашу формулу и нажимаем КОНТРЛ ИКС – вырезать, затем нажимаем кнопку ФОРМУЛА и в строке МАТЕМАТИЧЕСКИЕ ДЕЙСТВИЯ выбираем ОКРУГЛИТЬ ВВЕРХ. Появляется диалоговое окно с вопросом что округлить и до скольки знаков. Ставим курсор в верхнее окошко и КОНТРЛ ВЭ вставляем вырезанную ранее формулу, а в нижнем окошке ставим единицу, т.е. округляем до одного знака и нажимаем ОК. Теперь в ячейке число с одной цифрой после запятой.
Осталось вставить формулу в последнюю ячейку, ну тут все просто – закон Ома. Мы имеем максимальный ток, который можем пользовать, а бортовое напряжение пусть будет двенадцать вольт, хотя на заведенном авто оно порядка тринадцати с хвостиком, но это не учитывается падение в соединительных проводах. Перемножаем получившийся ток на 12 и получаем максимальную расчетную мощность которая вызовет не сильный нагрев проводника, точнее жгута состоящего из десяти проводов диаметром один миллиметр.
На вопросы «А у меня нет такой кнопки, нет строки редактирования» я отвечать не буду уже снято и выложено более подроное описание использование Excel в расчетах блоков питания:

Возвращаемся к нашей поделке. С диаметрами проводов в жгуте и их количеством разобрались. Эти же расчеты можно использовать и при выяснении необходимого жгута в обмотках трансформатора, но напряженность можно увеличить до пяти - шести ампер на квадратный миллиметр – одна полуобмотка работает пятьдесят процентов времени, поэтому будет успевать охлаждаться. Можно напряженность в обмотке увеличить и до семи – восьми ампер, но тут уже начнет сказываться падение напряжения на активном сопротивлении жгута, а у нас вроде еще есть желание получить не плохой КПД, поэтому лучше не надо.
Если силовых транзисторов несколько, то необходимо сразу учесть, что количество проводов в жгуте должно быть кратно количеству транзисторов – жгут придется делить на количество силовиков и очень желательно равномерное распределение протекающих токов по обмотке.
Ну с расчетами вроде разобрались, можно приступать к намотке. Если это отечественное кольцо, то его необходимо подготовить, а именно сточить острые углы, чтобы не повредить изоляцию обмоточного провода. Затем кольцо изолируется тонким изолятором – использовать для этих целей изоленту не желательно. Виниловая потечет от температуры, а матерчатая имеет слишком большую толщину. В идеале – фторопластовая лента, но ее в продаже уже встретишь не часто. Термосктч – материал не плохой, но мотать им не совсем удобно, хотя если приловчится, то результат будет весьма не плохой. Одно время использовал автомобильный антигравий – кисточкой просто покрасил, дал высохнуть, еще раз покрасил и так три слоя. Механические свойства не плохие, а не большое пробивное напряжения данной изоляции не скажется на работе – в нашем случае все напряжение не большие. Сначала мотается вторичная обмотка, поскольку она более тонкая и витков в ней больше. Затем мотается первичная обмотка. Обе обмотки наматывают сразу в двое сложенными жгутами – так очень трудно ошибиться с количеством витков, которое должно быть одинаковым. Жгуты вызваниваются и соединяются в необходимой последовательности.

Если звонить лень, или мало времени, то до намотки жгуты можно окрасить в разные цвета. Покупается по паре перманентных маркера разных цветов, содержимое их контейнеров для краски буквально вымывается растворителем и затем этой краской покрываются жгуты сразу после свивки. Краска держится не очень крепко, но даже обтершись с наружних проводов жгута ее все равно видно внутри жгута краску.
Закрепить моточные детали на плате можно довольно многим способами, а это нужно сделать не только с моточными деталями – высокие электролиты от постоянной тряски тоже могут расстаться со своими ногами. Поэтому все это приклеевается. Можно воспользоваться полиуритановым клеем, можно автомобильным греметиков, а можно все тем же антигравием. Прелесть последнего заключатся в том, что при необходимости что то демонтировать его можно расквасить – положить на него обильно намоченную растворителем 647 тряпку, сунуть это все в целлофановый пакет и выждать часов пять – шесть. Антигравий от паров растворителя размягчается и сравнительно легко удаляется.
На этом по автомобильным преобразователям все, переходим к сетевым.
Тем же, у кого есть не уемное желание поумничать, мол наговорил, а ни чего не собрал отвечу сразу – я вообще то делюсь своим опытом, а не хвастаюсь, что вот я мол собрал преобразователь и он работает. То, что мелькало в кадре это или не удачные варианты, не прошедшие финальных замеров, либо пошедшие на разборку прототипы. Я не занимаюсь изготовлением под заказ единичных аппаратов, а если и занимаюсь, то прежде всего лично мне это должно быть интересно либо схемотехнически, либо материально, но тут придется сильно заинтересить.

TL 494 и ее последующие версии - наиболее часто применяемая микросхема для построения двухтактных преобразователей питания.

Публикация: www.klausmobile.narod.ru, www.cxem.net

ИМПУЛЬСНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ НА TL494 И IR2110

В основу большинства автомобильных и сетевых преобразователей напряжения положен специализированный контроллер TL494 и поскольку он главный, было бы не справедливо вкратце не рассказать о принципе его работы.
Контрллер TL494 представляет из себя пластиковый корпус DIP16 (есть варианты и в планарном корпусе, но в данных конструкциях он не используется). Функциональная схема контроллера приведена на рис.1.

Рисунок 1 - Структурная схема микросхемы TL494.

Как видно из рисунка у микросхемы TL494 очень развиты цепи управления, что позволяет на ее базе строить преобразователи практически под любые требования, но вначале несколько слов о функциональных узлах контроллера.
Цепи ИОНа и защиты от недонапряжения питания. Схема включается при достижении питанием порога 5.5..7.0 В (типовое значение 6.4В). До этого момента внутренние шины контроля запрещают работу генератора и логической части схемы. Ток холостого хода при напряжении питания +15В (выходные транзисторы отключены) не более 10 мА. ИОН +5В (+4.75..+5.25 В, стабилизация по выходу не хуже +/- 25мВ) обеспечивает вытекающий ток до 10 мА. Умощнять ИОН можно только используя npn-эмиттерный повторитель (см TI стр. 19-20), но на выходе такого "стабилизатора" напряжение будет сильно зависеть от тока нагрузки.
Генератор вырабатывает на времязадающем конденсаторе Сt (вывод 5) пилообразное напряжение 0..+3.0В (амплитуда задана ИОНом) для TL494 Texas Instruments и 0...+2.8В для TL494 Motorola (чего же ждать от других?), соответственно для TI F=1.0/(RtCt), для Моторолы F=1.1/(RtCt).
Допустимы рабочие частоты от 1 до 300 кГц, при этом рекомендованный диапазон Rt = 1...500кОм, Ct=470пФ...10мкФ. При этом типовой температурный дрейф частоты составляет (естественно без учета дрейфа навесных компонентов) +/-3%, а уход частоты в зависимости от напряжения питания - в пределах 0.1% во всем допустимом диапазоне.
Для дистанционного выключения генератора можно внешним ключом замкнуть вход Rt (6) на выход ИОНа, или - замкнуть Ct на землю. Разумеется, сопротивление утечки разомкнутого ключа должно учитываться при выборе Rt, Ct.
Вход контроля фазы покоя (скважности) через компаратор фазы покоя задает необходимую минимальную паузу между импульсами в плечах схемы. Это необходимо как для недопущения сквозного тока в силовых каскадах за пределами ИС, так и для стабильной работы триггера - время переключения цифровой части TL494 составляет 200 нс. Выходной сигнал разрешен тогда, когда пила на Cт превышает напряжение на управляющем входе 4 (DT). На тактовых частотах до 150 кГц при нулевом управляющем напряжении фаза покоя = 3% периода (эквивалентное смещение управляющего сигнала 100..120 мВ), на больших частотах встроенная коррекция расширяет фазу покоя до 200..300 нс.
Используя цепь входа DT, можно задавать фиксированную фазу покоя (R-R делитель), режим мягкого старта (R-C), дистанционное выключение (ключ), а также использовать DT как линейный управляющий вход. Входная цепь собрана на pnp-транзисторах, поэтому входной ток (до 1.0 мкА) вытекает из ИС а не втекает в нее. Ток достаточно большой, поэтому следует избегать высокоомных резисторов (не более 100 кОм). На TI, стр. 23 приведен пример защиты от перенапряжения с использованием 3-выводного стабилитрона TL430 (431).
Усилители ошибки - фактически, операционные усилители с Ку=70..95дБ по постоянному напряжению (60 дБ для ранних серий), Ку=1 на 350 кГц. Входные цепи собраны на pnp-транзисторах, поэтому входной ток (до 1.0 мкА) вытекает из ИС а не втекает в нее. Ток достаточно большой для ОУ, напряжение смещения тоже (до 10мВ) поэтому следует избегать высокоомных резисторов в управляющих цепях (не более 100 кОм). Зато благодаря использованию pnp-входов диапазон входных напряжений - от -0.3В до Vпитания-2В
При использовании RC частотнозависимой ОС следует помнить, что выход усилителей - фактически однотактный (последовательный диод!), так что заряжать емкость (вверх) он зарядит, а вниз - разряжать будет долго. Напряжение на этом выходе находится в пределах 0..+3.5В (чуть больше размаха генератора), далее коэффициент напряжения резко падает и примерно при 4.5В на выходе усилители насыщаются. Аналогично, следует избегать низкоомных резисторов в цепи выхода усилителей (петли ОС).
Усилители не предназначены для работы в пределах одного такта рабочей частоты. При задержке распространения сигнала внутри усилителя в 400 нс они для этого слишком медленные, да и логика управления триггером не позволяет (возникали бы побочные импульсы на выходе). В реальных схемах ПН частота среза цепи ОС выбирается порядка 200-10000 Гц.
Триггер и логика управления выходами - При напряжении питания не менее 7В, если напряжение пилы на генераторе больше чем на управляющем входе DT, и если напряжение пилы больше чем на любом из усилителей ошибки (с учетом встроенных порогов и смещений) - разрешается выход схемы. При сбросе генератора из максимума в ноль - выходы отключаются. Триггер с парафазным выходом делит частоту надвое. При логическом 0 на входе 13 (режим выхода) фазы триггера объединяются по ИЛИ и подаются одновременно на оба выхода, при логической 1 - подаются парафазно на каждый выход порознь.
Выходные транзисторы - npn Дарлингтоны со встроенной тепловой защитой (но без защиты по току). Таким образом, минимальное падение напряжение между коллектором (как правило замкнутым на плюсовую шину) и эмитттером (на нагрузке) - 1.5В (типовое при 200 мА), а в схеме с общим эмиттером - чуть лучше, 1.1 В типовое. Предельный выходной ток (при одном открытом транзисторе) ограничен 500 мА, предельная мощность на весь кристалл - 1Вт.
Импульсные блоки питания постепенно вытесняют своих традиционных сородичей и в звукотехнике, поскольку и экономически и габаритно выглядят заметно привлекательней. Тот же фактор, что импульсные блоки питания вносят свою не малую лепку искажения усилителя, а именно появления дополнительных призвуковуже теряет свою актуальность в основном по двух причинам - современная элементная база позволяет конструировать преобразователи с частотой преобразования значительно выше 40 кГц, следовательно вносимые источником питания модуляции питания будут находиться уже в ультразвуке. Кроме этого более высокую частоту по питанию гораздо легче отфильтровать и использование двух Г-образных LC фильтров по цепям питания уже достаточно сглаживают пульсации на этих частотах.
Конечно же есть и ложка дегтя в этой бочке меда - разница в цене между типовым источником питания для усилителя мощности и импульсным становиться более заметной при увеличении мощности этого блока, т.е. чем мощней блок питания, тем больше он выгодней по отношению к своему типовому аналогу.
И это еще не все. Используя импульсные источники питания необходимо придерживаться правил монтажа высокочастотных устройств, а именно использование дополнительных экранов, подачи на теплоотводы силовой части общего провода, а так же правильной разводке земли и подключения экранирующих оплеток и проводников.
После небольшого лирического отступления об особеностях импульсных блоков питания для усилителей мощности собсвенно принципиальная схема источника питания на 400Вт:

Рисунок 1. Принципиальная схема импульсного блока питания для усилителей мощности до 400 Вт
УВЕЛИЧИТЬ В ХОРОШЕМ КАЧЕСТВЕ

Управляющим контроллером в данном блоке питания служит TL494. Разумеется, что есть и более современные микросхемы для выполнения этой задачи, однако мы используем именно этот контроллер по двум причинам - его ОЧЕНЬ легко приобрести. Довольно продолжительное время в изготавливаемых блоках питания использовались TL494 фирмы Texas Instruments проблем по качеству обнаружено не было. Усилитель ошибки охвачен ООС, позволяющей добиться довольно большого коф. стабилизации (отношение резисторов R4 и R6).
После контроллера TL494 стоит полумостовой драйвер IR2110, который собственно и управляет затворами силовых транзисторов. Исполльзование драйвера позволило отказаться от согласующего трансформатора, широко используемого в комьютерных блоках питания. Драйвер IR2110 нагружен на затворы через ускоряющие закрытие полевиков цепочки R24-VD4 и R25-VD5.
Силовые ключи VT2 и VT3 работают на первичную обмотки силового трансформатора. Средняя точка, необходимая для получения переменного напряжения в первичной обмотке трансформатора формируется элементами R30-C26 и R31-C27.
Несколько слов об алгоритме работы импульсного блока питания на TL494:
В момент подачи сетевого напряжения 220 В емкости фильтров первичного питания С15 и С16 заражаются через резисторы R8 и R11, что не позволяет перегрузиться диолному мосту VD током короткого замыканияполностью разряженных С15 и С16. Одновременно происходит зарядка конденсаторов С1, С3, С6, С19 через линейку резисторов R16, R18, R20 и R22, стабилизатор 7815 и резистор R21.
Как только величина напряжения на конденсаторе С6 достигнет 12 В стабилитрон VD1 "пробивается" и через него начинает течть ток заряжая конденсатор C18 и как только на плюсовом выводе этого конденсатора будет достигнута величина достаточная для открытия тиристора VS2 он откроется. Это повлечет включение реле К1, которое своими кнтактами зашунтирует токоограничивающие резисторы R8 и R11.Кроме этого открывшийся тиристор VS2 откроет транзистор VT1 и на контроллер TL494 и полумостовой драйвер IR2110. Контроллер начнет режим мягкого старта, длительность которого зависит от номиналов R7 и C13.
Во время мягкого старта длительность импульсов, открывающих силовые транзисторы увеличиваются постепенно, тем самым постепенно заряжая конденсаторы вторичного питания и ограничивая ток через выпрямительные диоды. Длительность увеличивается до тех пор, пока величина вторичного питания не станет достаточной для открытия светодиода оптрона IC1. Как только яркость светодиода оптрона станет достаточной для открытия транзистора длительность импульсов перестанет увеличиваться (рисунок 2).

Рисунок 2. Режим мягкого старта.

Тут следует отметить, что длительность мягкого старта ограничена, поскольку проходящего через резисторы R16, R18, R20, R22 тока не достаточно для питания контроллера TL494, драйвера IR2110 и включившейся обмотки рел - напряжение питания этих микросхем начнет уменьшаться и вскоре уменьшиться до величины, при которой TL494 перестанет вырабатывать импульсы управления. И именно до этого момента режим мягкого старта должен быть окончен и преобразователь должен выйти на нормальный режим работы, поскольку основное питание контроллер TL494 и дрейвер IR2110 получают от силового трансформатора (VD9, VD10 - выпрямитель со средней точкой, R23-C1-C3 - RC фильтр, IC3 - стабилизатор на 15 В) и именно поэтому конденсаторы C1, C3, C6, C19 имеют такие большие номиналы - они должны удерживать величину питания контроллера до выхода его на обычный режим работы.
Стабилизацию выходного напряжения TL494 осуществляет путем изменения длительности импульсов управления силовыми транзисторами при неизменной частоте - Ш иротно И мпульсная М одуляция - ШИМ . Это возможно лишь при условии, когда величина вторичного напряжения силового трансформатора выше требуемой на выходе стабилизатора минимум на 30%, но не более 60%.

Рисунок 3. Принцип работы ШИМ стабилизатора.

При увеличении нагрузки выходное напряжение начинает уменьшаться, светодиод оптрона IС1 начинает светиться меньше, транзистор оптрона закрывается, уменьшая напряжение на усилителе ошибки и тем самым увеличивая длительность импульсов управления до тех пор, пока действующее напряжение не достигнет величины стабилизации (рисунок 3). При уменьшении нагрузки напряжение начнет увеличиваться, светодиод оптрона IC1 начнет светиться ярче, тем самым открывая транзистор и уменьшая длительность управляющих импульсов до тех пор, пока величина действующего значения выходного напряжения не уменьшиться до стабилизируемой величины. Величину стабилизируемого напряжения регулируют подстроечным резистором R26.
Следует отметить, что контроллером TL494 регулируется не длительность каждого импульса в зависимости от выходного напряжения, а лишь среднее значение, т.е. измерительная часть имеет некотрую инерционость. Однако даже при установленных конденсаторах во вторичном питании емкостью 2200 мкФ провалы питания при пиковых кратковременных нагрузках не превышают 5 %, что вполне приемлемо для аппаратуры HI-FI класса. Мы же обычно ставим конденсаторы во вторичном питании 4700 мкФ, что дает уверенный запас на пиковые значения, а использование дросселя групповой стабилизации позволяет контролировать все 4 выходных силовых напряжения.
Данный импульсный блок питания оснащен защитой от перегрузки, измерительным элементом которой служит трансформатор тока TV1. Как только ток достигнет критической величины открывается тиристор VS1 и зашунитрует питание оконечного каскада контроллера. Импульсы управления исчезают и блок питания переходит в дежурный режим, в котором может находиться довольно долго, поскольку тиристор VS2 продолжает оставаться открытым - тока протекающего через резисторы R16, R18, R20 и R22 хватает для удержание его в открытом состоянии. Как расчитать транформатор тока .
Для вывода блока питания из дежурного режима необходимо нажать кнопку SA3, которая своим контактами зашунтирует тиристор VS2, ток через него перестанет течь и он закроется. Как только контакты SA3 разомкнуться транзистор VT1 закроется тме самы снимая питания с контроллера и драйвера. Таким образом схема управления перейдет в режим минимального потребления - тиристор VS2 закрыт, следовательно реле К1 выключено, транзистор VT1 закрыт, следовательно контроллер и драйвер обесточены. Конденсаторы С1, С3, С6 и С19 начинают заряжаться и как только напряжение достигнет 12 В откроется тиристор VS2 и произойдет запуск импульсного блока питания.
При необходимости перевести блок питания в дежурный режим можно воспользоваться кнопкой SA2, при нажатии на которую будут соеденены база и эмиттер транзистора VT1. Транзистор закроется и обесточит контроллер и драйвер. Импульсы управления исчезнут, исчезнут и вторичные напряжения. Однако питание не будет снято с реле К1 и повторного запука преобразователя не произойдет.
Данная схемотехника позволяет собрать источники питания от 300-400 Вт до 2000Вт, разумеется, что некоторые элементы схемы придется заменить, поскольку по своим параметрам они просто не выдержат больших нагрузок.
При сборке более мощных вариантов следует обратить внимание на конденсаторы слаживающих фильтров первичного питания С15 и С16. Суммарная емкость этих конденсатоов должна быть пропорционалаьная мощности блока питания и соответствовать пропорции 1 Вт выходной мощности преобразователя напряжения соответствует 1 мкФ емкости конденсатора фильтра первичного питания. Другими словами, если мощность блока питания составляет 400 Вт, то должно использоваться 2 конденсатора по 220 мкФ, если мощность 1000 Вт, то необходимо устанавливать 2 конденсатора по 470 мкФ или два по 680 мкФ.
Данное требование имеет две цели. Во первых снижаются пульсации первичного напряжение питания, что облегчает стабилицацию выходного напряжения. Во вторых использование двух конденсаторов вместо одного облегчает работу самого конденсатора, поскольку электролитические конденсаторы серии ТК гораздо легче достать, а они не совсем предназначены для использования в высокочастотных блоках питания - слишком велико внутренне сопроивление и на больших частотах эти конденсаторы будут греться. Используя два штуки снижается внутреннее сопротивление, а возникающий нагрев делится уже между двумя конденсаторами.
При использовании в качестве силовых транзисторов IRF740, IRF840, STP10NK60 и им аналогичных (подробнее о наиболее часто используемых в сетевых преобразователях транзисторах смотри таблицу внизу страницы) от диодов VD4 и VD5 можно отказаться вообще, а номиналы резисторов R24 и R25 уменьшить до 22 Ом - мощности драйвера IR2110 вполне хватит для управления этими транзисторами. Если же собирается более мощный импульсный блок питания, то потребуются и более мощные транзисторы. Внимание следует обращать и на максимальный ток транзистора и на его мощность рассеивания - импульсные стабилизированные блоки питания весьма чувствительны к правильности поставлееного снабера и без него силовые транзисторы греются сильнее поскольку через установленные в транзисторах диоды начинают протекать токи образовавшиеся из за самоиндукции. Подробнее о выборе снабера .
Так же не малую лепту в нагрев вносит увеличивающееся без снабера время закрытия - транзистор дольше находится в линейном режиме.
Довольно часто забывают еще об одной особенности полевых транзисторов - с увеличением температуры их максимальный ток снижается, причем довольно сильно. Исходя из этого при выборе силовых транзисторов для импульсных блоков питания следует иметь минимум двухкратный запас по максимальному току для блоков питания усилителей мощности и трехкратный для устройств работающих на большую не меняющуюся нагрузку, например индукционную плавильню или декоративное освещение, запитку низковольтного электроинструмента.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет дросселя групповой стабилизации L1 (ДГС). Следует обратить внимание на направление обмоток данного дросселя. Количество витков должно быть пропорционально выходным напряжениям. Разумеется, что есть формулы для расчета данного моточного узла, однако опыт показал, что габаритная мощность сердечника для ДГС должна составлять 20-25% от габаритной мощности силового трансформатора. Мотать можно до заполнения окна примерно на 2/3, не забывая, что если выходные напряжения разные, то обмотка с более высоким напряжением должна быть пропорциоанально больше, например нужно два двуполярных напряжения, одно на ±35 В, а второе для питания сабвуфера с напряжением ±50 В.
Мотаем ДГС сразу в четыре провода до заполнения 2/3 окна считая витки. Диаметр расчитывается исходя из напряженности тока 3-4 А/мм2 . Допустим у нас получилось 22 витка, составляем пропорцию:
22 витка / 35 В = Х витков / 50 В.
Х витков = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 виток
Далее обрезам два провода для ±35 В и доматываем еще 9 витков для напряжения ±50.
ВНИМАНИЕ! Помните, что качество стабилизации напрямую зависит от того как быстро будет изменяться напряжение к кторому подключен диод оптрона. Для улучшения коф стаилизации имеет смысл подключить дополнительную нагрузку к каждому напряжению в виде резисторов на 2 Вт и споротивлением 3,3 кОм. Нагрузочный резистор подключенный к напряжению, контролируемому оптроном должен быть меньше в 1,7...2,2 раза.

Моточные данные данные для сетевых импульсных источников питания на ферритовых кольцах проницаемостью 2000НМ сведены в таблицу 1.

Однако марку феррита узнать получается далеко не всегда, особенно если это феррит от строчных трансформаторов телевизоров. Выйти из ситуации можно выяснив количество витков опытным путем. Более подробно об этов в видео:

Используя приведенную выше схемотехнику импульсного блока питания были разработаны и опробованы несколько подмодификаций, предназначенные для решени той или иной задачи на различные мощности. Чертежи печатных платах этих блоков питания приведены ниже.
Печатная плата для импульсного стабилизированного блока питания мощностью до 1200...1500 Вт. Размер платы 269х130 mm. По сути это более усовершенствованный вариант предыдущей печатной платы. Отличается наличием дросселя групповой стабилизации позволяющим контролировать величену всех силовых напряжений, а так же дополнительным LC фильтром. Имеет управление вентилятором и защиту от перегрузки. Выходные напряжения состоят из двух двуполярных силовых источника и одного двуполярного слаботочного, предназначенного для питания предварительных каскадов.

Внешний вид печатной платы блока питания до 1500 Вт. СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY

Стабилизированный импульсный сетевой блок питания мощностью до 1500...1800 Вт может быть выполне на печатной плате размером 272х100 mm. Блок питания расчитан под силовой трансформатор выполненный на кольцах К45 и расположенный горизонтально. Имеет два силовых двуполярных источника, которые могут объединиться в один источник для питания усилителя с двухуровневым питанием и один двуполярный слаботочный, для предварительных каскадов.

Печатная плата импульсного блока питания до 1800 Вт. СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY

Этот блок питания может использоваться для питания от сети автомобильной аппаратуры большой мощности, например мощных автомобильных усилителей, автомобильных кондиционеров. Размеры платы 188х123. Используемые выпрямительные диоды Шотки паралеляться перемычками и выходной ток может достигать 120 А при напряжениии 14 В. Кроме этого блок питания может выдавать двуполярное напряжение с нагрузочной способностью до 1 А (больше не позволяют установленные интегральные стабилизаторы напряжения). Силовой трансформатор выполнен на кольца К45, фильтрующий дроссель силового напряжения на да двух кольцах К40х25х11. Встроена защита от перегрузки.

Внешний вид печатной платы блока питания для автомобильной аппаратуры СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY

Блок питания до 2000 Вт вы полнены на двух платах размером 275х99, расположенных друг над другом. Напряжение контролируется по одному напряжению. Имеет защиту от перегрузки. В файле имеются насколько вариантов "второго этажа" для двух двуполярных напряжений, для двух однополярных напряжений, для напряжений необходимых для двух и трех уровневых напряжений. Силовой трансформатор расположен горизонтально и выполнен на кольцах К45.

Внешний вид "двухэтажного" блока питания СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY

Блок питания с двумя двуполярными напряжениями или одним для двухуровневого усилителя выполнен на плате размером 277х154. Имет дроссель групповой стабилизации, защиту от перегрузки. Силовой трансформатора на кольцах К45 и расположен горизонтально. Мощность до 2000 Вт.

Внешний вид печатной платы СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY

Практически такой же блок питания, что и выше, но имеет одно двуполярное выходное напряжение.

Внешний вид печатной платы СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY

Импульсный блок питания имеет два силовых двуполярных стабилизированных напряжения и одно двуполярное слаботочное. Оснащен управлением вентилятора и зашитой от перегрузки. Имеет дроссель групповой стабилизации и дополнительные LC фильтры. Мощность до 2000...2400 Вт. Плата имеет размеры 278х146 mm

Внешний вид печатной платы СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY

Печатная плата импульсного блока питания для усилителя мощности с двухуровневыми питанием размером 284х184 mm имеет дроссель групповой стабилизации и дополнительные LC фиьтры, защиту от перегрузки и управление вентилятором. Отличительной чертой является использование дискретных транзисторов для ускорения закрытия силовых транзисторов. Мощность до 2500...2800 Вт.

с двухуровневым питанием СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY

Несколько измененный вариант предыдущей печатной платы с двумя двуполярными напряжениями. Размер 285х172. Мощность до 3000 Вт.

Внешний вид печатной платы блока питания для усилителя СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY

Мостовой сетевой импульсный блок питания мощностью до 4000...4500 Вт выполнен на печатной плате размером 269х198 mm Имеет два двуполярных силовых напряжения, управление вентилятором и защиту от перегрузки. Использует дроссель групповой стабилизации. Желательно использование выносных дополнительных Lфильтров вторичного питания.

Внешний вид печатной платы блока питания для усилителя СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY

Места под ферриты на платах гораздо больше, чем могло бы быть. Дело в том, что далеко не всегда быват необходитьмость уходить за пределы звукового диапазона. Поэтому и предусмотрены дополнительные площади на платах. На всякий случай небольшая подборка справочных данных по силовым транзисторам и ссылки, где бы их стал покупать я. Кстати сказать уже не единожды заказывал и TL494 и IR2110, и конечно же силовые транзисторы. Брал правда далеко не весь ассортимент, однако брака пока не попадалось.

Каждому радиолюбителю, ремонтнику или просто мастеру необходим источник питания, чтобы питать свои схемы, тестировать их при помощи блока питания, либо же просто иногда необходимо зарядить аккумулятор. Случилось так, что и я увлекся этой темой некоторое время назад и мне так же стал необходим подобный девайс. Как обычно, по этому вопросу было перелопачено много страниц в интернете, следил за многими темами на форумах, но точно того, что было нужно мне в моем представлении не было нигде - тогда было решено все сделать самому, собрав всю необходимую информацию по частям. Таким образом родился на свет импульсный лабораторный блок питания на микросхеме TL494.

Что особенного – да вроде мало чего, но я поясню – переделывать родной блок питания компьютера все на той же печатной плате мне кажется не совсем по фен-шую, да и не красиво. С корпусом та же история – дырявая железяка просто не смотрится, хотя если есть фанаты такого стиля, ничего против не имею. Поэтому в основе данной конструкции лежат лишь основные детали от родного компьютерного блока питания, а вот печатная плата (точнее печатные платы – их на самом деле три) сделана уже отдельно и специально под корпус. Корпус здесь состоит также из двух частей – само собой основа корпус Kradex Z4A, а так же вентилятор (кулер), который вы можете видеть на фото. Он является как бы продолжением корпуса, но обо всем по порядку.

Схема блока питания:

Список деталей вы можете увидеть в конце статьи. А теперь коротко разберем схему импульсного лабораторного блока питания. Схема работает на микросхеме TL494, существует много аналогов, однако рекомендую все же использовать оригинальные микросхемы, стоят они совсем недорого, а работают надежно в отличие от китайских аналогов и подделок. Можно также разобрать несколько старых блоков питания от компьютеров и насобирать необходимых деталей от туда, но я рекомендую по возможности использовать все же новые детали и микросхемы – это повысит шанс на успех, так сказать. По причине того, что выходная мощность встроенных ключевых элементов TL494 не достаточная, чтобы управлять мощными транзисторами, работающих на основной импульсный трансформатор Tr2, строится схема управления силовыми транзисторами T3 и T4 с применением управляющего трансформатора Tr1. Данный трансформатор управления использован от старого блока питания компьютера без внесения изменений в состав обмоток. Трансформатор управления Tr1 раскачивается транзисторами T1 и T2.

Сигналы управляющего трансформатора через диоды D8 и D9 поступают на базы силовых транзисторов. Транзисторы T3 и T4 используются биполярные марки MJE13009, можно использовать транзисторы на меньший ток – MJE13007, но здесь все же лучше оставить на больший ток, чтобы повысить надежность и мощность схемы, хотя от короткого замыкания в высоковольтных цепях схемы это не спасет. Далее эти транзисторы раскачивают трансформатор Tr2, который преобразует выпрямленное напряжение 310 вольт от диодного моста VDS1 в необходимое нам (в данном случае 30 – 31 вольт). Данные по перемотке (или намотке с нуля) трансформатора чуть позже. Выходное напряжение снимается с вторичных обмоток этого трансформатора, к которым подключается выпрямитель и ряд фильтров, чтобы напряжение было максимально без пульсаций. Выпрямитель необходимо использовать на диодах Шоттки, чтобы минимизировать потери при выпрямлении и исключить большой нагрев этого элемента, по схеме используется сдвоенный диод Шоттки D15. Здесь также чем больше допустимый ток диодов, тем лучше. При неосторожности при первых запусках схемы большая вероятность испортить эти диоды и силовые транзисторы T3 и T4. В выходных фильтрах схемы стоит использовать электролитические конденсаторы с низким ЭПС (Low ESR). Дроссели L5 и L6 были использованы от старых блоков питания компьютеров (хотя как старых – просто неисправных, но достаточно новых и мощных, кажется 550 Вт). L6 использован без изменения обмотки, представляет собой цилиндр с десятком или около того витков толстого медного провода. L5 необходимо перемотать, так как в компьютере используется несколько уровней напряжения – нам нужно только одно напряжение, которое мы будем регулировать.

L5 представляет собой кольцо желтого цвета (не всякое кольцо пойдет, так как могут применяться ферриты с разными характеристиками, нам нужно именно желтого цвета). На это кольцо нужно намотать примерно 50 витков медного провода диаметром 1,5 мм. Резистор R34 гасящий – он разряжает конденсаторы, чтобы при регулировке не возникло ситуации долгого ожидания уменьшения напряжения при повороте ручки регулировки.

Наиболее подверженные нагреву элементы T3 и T4, а также D15 устанавливаются на радиаторы. В данной конструкции они были также взяты от старых блоков и отформатированы (отрезаны и изогнуты под размеры корпуса и печатной платы).

Схема является импульсной и может вносить в бытовую сеть собственные помехи, поэтому необходимо использовать синфазный дроссель L2. Чтобы отфильтровывать уже имеющиеся помехи сети используются фильтры с применением дросселей L3 и L4. Терморезистор NTC1 исключит скачок тока в момент включения схемы в розетку, старт схемы получится более мягкий.

Чтобы управлять напряжением и током, а также для работы микросхемы TL494 необходимо напряжение более низкого уровня, чем 310 вольт, поэтому используется отдельная схема питания для этого. Построена она на малогабаритном трансформаторе Tr3 BV EI 382 1189. С вторичной обмотки напряжение выпрямляется и сглаживается конденсатором – просто и сердито. Таким образом, получаем 12 вольт, необходимые для управляющей части схемы блока питания. Далее 12 вольт стабилизируются до 5 вольт при помощи микросхемы линейного стабилизатора 7805 – это напряжение используется для схемы индикации напряжения и тока. Также искусственно создается напряжение -5 вольт для питания операционного усилителя схемы индикации напряжения и тока. В принципе можно использовать любую доступную схему вольтметра и амперметра для данного блока питания и при отсутствии необходимости данный каскад стабилизации напряжения можно исключить. Как правило, используются схемы измерения и индикации, построенные на микроконтроллерах, которым необходимо питания порядка 3,3 – 5 вольта. Подключение амперметра и вольтметра указано на схеме.

На фото печатная плата с микроконтроллером - амперметр и вольтметр, к панели прикреплены на болтики, которые ввинчиваются в гайки, надежно приклеенные к пластмассе супер клеем. Данный индикатор имеет ограничение по измерению тока до 9,99 А, что явно маловато для данного блока питания. Кроме как функций индикации модуль измерения тока и напряжения больше никак не задействован относительно основной платы устройства. Функционально подойдет любой измерительный модуль на замену.

Схема регулировки напряжения и тока построена на четырех операционных усилителях (используется LM324 – четыре операционных усилителя в одном корпусе). Для питания этой микросхемы стоит использовать фильтр по питания на элементах L1 и C1, C2. Настройка схемы заключается в подборе элементов, помеченных звездочкой для задания диапазонов регулирования. Схема регулировки собрана на отдельной печатной плате. Кроме того, для более плавной регулировки по току можно использовать несколько переменных резисторов соединенных соответствующим образом.

Для задания частоты преобразователя необходимо подобрать номинал конденсатора C3 и номинал резистора R3. На схеме указана небольшая табличка с расчетными данными. Слишком большая частота может увеличить потери на силовых транзисторах при переключении, поэтому слишком увлекаться не стоит, оптимально, на мой взгляд, использовать частоту 70-80 кГц, а то и меньше.

Теперь о параметрах намотки или перемотки трансформатора Tr2. Основу я также использовал от старых блоков питания компьютера. Если большой ток и большое напряжения вам не нужны, то можно такой трансформатор не перематывать, а использовать готовый, соединив обмотки соответствующим образом. Однако если необходим больший ток и напряжение, то трансформатор необходимо перемотать, чтобы получить более лучший результат. Прежде всего придется разобрать сердечник, который у нас имеется. Это самый ответственный момент, так как ферриты достаточно хрупкие, а ломать их не стоит, иначе все на мусор. Итак, чтобы разобрать сердечник, его необходимо нагреть, так как для склеивания половинок обычно изготовитель использует эпоксидную смолу, которая при нагреве размягчается. Открытые источники огня использовать не стоит. Хорошо подойдет электронагревательное оборудование, в бытовых условиях – это, например электроплита. При нагреве аккуратно разъединяем половинки сердечника. После остывания снимаем все родные обмотки. Теперь нужно рассчитать необходимое количество витков первичной и вторичной обмоток трансформатора. Для этого можно использовать программу ExcellentIT(5000), в которой задаем необходимые нам параметры преобразователя и получаем расчет количества витков относительно используемого сердечника. Далее после намотки сердечник трансформатор необходимо обратно склеить, желательно также использовать высокопрочный клей или эпоксидную смолу. При покупке нового сердечника потребность в склейке может отсутствовать, так как часто половинки сердечника могут стягиваться металлическими скобами и болтиками. Обмотки необходимо наматывать плотно, чтобы исключить акустический шум при работе устройства. По желанию обмотки можно заливать какими-нибудь парафинами.

Печатные платы проектировались для корпуса Z4A. Сам корпус подвергается небольшим доработкам, чтобы обеспечить циркуляцию воздуха для охлаждения. Для этого по бокам и сзади сверлится несколько отверстий, а сверху прорезаем отверстие для вентилятора. Вентилятор дует вниз, лишний воздух уходит через отверстия. Можно вентилятор расположить и наоборот, чтоы он высасывал воздух из корпуса. По факту охлаждение вентилятором редко когда понадобится, к тому же даже при больших нагрузках элементы схемы сильно не греются.

Также подготавливаются лицевые панели. Индикаторы напряжения и тока используются с применением семисегментных индикаторов, а в качестве светофильтра для этих индикаторов используется металлизированная антистатическая пленка, наподобие той, в которую упаковывают радиоэлементы с пометкой чувствительности к электростатике. Можно также использовать полупрозрачную пленку, которую клеят на оконные стекла, либо тонирующую пленку для автомобилей. Набор элементов на лицевой панели спереди и сзади можно компоновать по любому вкусу. В моем случае сзади разъем для подключения к розетке, отсек предохранителя и выключатель. Спереди – индикаторы тока и напряжения, светодиоды индикации стабилизации тока (красный) и стабилизации напряжения (зеленый), ручки переменных резисторов для регулировки тока и напряжения и быстрозажимной разъем, к которому подключено выходное напряжение.

При правильной сборке блок питания нуждается только в подстройке диапазонов регулирования.

Защита по току (стабилизация по току) работает следующим образом: при превышении установленного тока на микросхему TL494 подается сигнал о снижении напряжения – чем меньше напряжение, тем меньше ток. При этом на лицевой панели загорается красный светодиод, сигнализирующий о превышении установленного тока, либо о коротком замыкании. В нормальном режиме стабилизации напряжения горит зеленый светодиод.

Основные характеристики импульсного лабораторного блока питания зависят в основном от применяемой элементной базы, в данном варианте характеристики следующие:

• Входное напряжение – 220 вольт переменного тока
• Выходное напряжение – от 0 до 30 вольт постоянного тока
• Выходной ток составляет более 15 А (фактически тестированное значение)
• Режим стабилизации напряжения
• Режим стабилизации тока (защита от короткого замыкания)
• Индикация обоих режимов светодиодами
• Малые габариты и вес при большой мощности
• Регулировка ограничения тока и напряжения

Подводя итог, можно отметить, что лабораторный блок питания получился достаточно качественный и мощный. Это позволяет использовать данный вариант блока питания как для тестирования каких-то своих схем, так и вплоть до зарядки автомобильных аккумуляторов. Стоит отметить также то, что емкости на выходе стоят достаточно большие, поэтому коротких замыканий лучше не допускать, так как разряд конденсаторов с большой вероятностью может вывести схему из строя (ту, к которой подключаемся), однако без этой емкости выходное напряжение будет хуже – возрастут пульсации. Это особенность именно импульсного блока, в аналоговых блока питания выходная емкость не превышает 10 мкФ как правило в силу своей схемотехники. Таким образом, получаем универсальный лабораторный импульсный блок питания способный работать в широком диапазоне нагрузок практически от нуля до десятков ампер и вольт. Блок питания прекрасно зарекомендовал себя как при питании небольших схем при тестировании (но тут защита от КЗ поможет мало из-за большой выходной емкости) с потреблением в миллиамперы, так и в применении в ситуациях, кода необходима большая выходная мощность за время моего скудного опыта в области электроники.

Этот лабораторный блок питания я сделал около 4 лет назад, когда только начинал делать первые шаги в электронике. До настоящего времени ни одной поломку с учетом того, что работал часто далеко за пределами 10 ампер (зарядка автомобильных аккумуляторов). При описании за счет давнего срока изготовления мог что-то упустить, вопросы, замечания складывайте в комментариях.

По для расчета трансформатора:

Прилагаю к статье печатные платы (вольтметр и амперметр сюда не входят - можно применять абсолютно любые).

Список радиоэлементов

      Наконец то разродился на очередную поделку и статью. Роды были долгими и мучительными. Ещё раз убеждаюсь, что очень сложно изложить материал по сравнению со сборкой самого устройства. Ну да ладно! Это было предисловие, а суть данного повествования ещё раз прожевать материал об повышающих преобразователях. Для лучшего осмысления поделки изложу немного теории. Поделка работает по принципу «push-pull» или на нашем языке «тяни-толкай». Тяни-толкай это двухтактная схема.

      Напомню схему:

      Преобразователь состоит из схемы управления ШИМ, каскада форсированного закрывания ключевых транзисторов (VT1 и VT2), двух мощных ключей (VT3, VT4), трансформатора Т1 и выпрямителя на быстрых диодах.

      В качестве схемы управления используется микросхема типа TL494CN, выпускаемая фирмой TEXAS INSTRUMENT (США). Она выпускается рядом зарубежных фирм под разными наименованиями. Например, фирма SHARP (Япония) выпускает микросхему IR3M02, фирма FAIRCHILD (США) - иА494, фирма SAMSUNG (Корея) - КА7500, фирма FUJITSU (Япония) - МВ3759 и т.д. Все эти микросхемы являются полными аналогами отечественной микросхемы КР1114ЕУ4.
      TL594 - аналог TL494 c улучшенной точностью усилителей ошибки и компаратора.
      TL598 - аналог TL594 c двухтактным (pnp-npn) повторителем на выходе.

      Плюсы:
Развитые цепи управления, два дифференциальный усилителя (могут выполнять и логические функции)
      Минусы:
Однофазные выходы требуют дополнительной обвески (по сравнению с UC3825). Недоступно токовое управление, относительно медленная петля обратной связи. Синхронное включение двух и более ИС не так удобно, как в UC3825.

      Рассмотрим подробно устройство и работу этой управляющей микросхемы. Она специально разработана для управления силовой частью ИБП и содержит в своем составе:

      - источник постоянного тока с номиналом 0,7мА DA8.
      - генератор пилообразного напряжения DA6; частота ГПН определяется номиналами резистора и конденсатора, подключенных к 5-му и 6-му выводам, и в рассматриваемом классе БП выбирается равной примерно 60 кГц;
      - источник опорного стабилизированного напряжения DA5 (Uref=+5B) с внешним выходом (вывод 14);
      - компаратор "мертвой зоны" DA1;
      - компаратор ШИМ DA2;
      - усилитель ошибки по напряжению DA3;
      - усилитель ошибки по сигналу ограничения тока DA4;
      - два выходных транзистора VT1 и VT2 с открытыми коллекторами и эмиттерами;
      - динамический двухтактный D-триггер в режиме деления частоты на 2 - DD2;
      - вспомогательные логические элементы DD1 (2-ИЛИ), DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-ИЛИ-НЕ), DD6 (2-ИЛИ-НЕ), DD7 (НЕ);
      - источник постоянного напряжения с номиналом 0.1B DA7;
      - источник постоянного тока с номиналом 0,7мА DA8.

      Схема управления будет запускаться, т.е. на 8 и 11 выводах появятся последовательности импульсов в том случае, если на вывод 12 подать любое питающее напряжение, уровень которого находится в диапазоне от +7 до +40 В.
      Всю совокупность функциональных узлов, входящих в состав ИМС TL494, можно условно разбить на цифровую и аналоговую часть (цифровой и аналоговый тракты прохождения сигналов).
      К аналоговой части относятся усилители ошибок DA3, DA4, компараторы DA1, DA2, генератор пилообразного напряжения DA6, а также вспомогательные источники DA5, DA7, DA8. Все остальные элементы, в том числе и выходные транзисторы, образуют цифровую часть (цифровой тракт).
      Временные диаграммы, поясняющие работу микросхемы:

Цифровой тракт.

      Из временных диаграмм видно, что моменты появления выходных управляющих импульсов микросхемы, а также их длительность (диаграммы 12 и 13) определяются состоянием выхода логического элемента DD1 (диаграмма 5). Остальная "логика" выполняет лишь вспомогательную функцию разделения выходных импульсов DD1 на два канала. При этом длительность выходных импульсов микросхемы определяется длительностью открытого состояния ее выходных транзисторов VT1, VT2. Так как оба эти транзистора имеют открытые коллекторы и эмиттеры, то возможно двоякое их подключение.
      При включении по схеме с общим эмиттером выходные импульсы снимаются с внешних коллекторных нагрузок транзисторов (с выводов 8 и 11 микросхемы), а сами импульсы направлены выбросами вниз от положительного уровня (передние фронты импульсов отрицательны). Эмиттеры транзисторов (выводы 9 и 10 микросхемы) в этом случае, как правило, заземляются. При включении по схеме с общим коллектором внешние нагрузки подключаются к эмиттерам транзисторов и выходные импульсы, направленные в этом случае выбросами вверх (передние фронты импульсов положительны), снимаются с эмиттеров транзисторов VT1, VT2. Коллекторы этих транзисторов подключаются к шине питания управляющей микросхемы (Upom).
      Выходные импульсы остальных функциональных узлов, входящих в состав цифровой части микросхемы TL494, направлены выбросами вверх, независимо от схемы включения микросхемы.
      Триггер DD2 является двухтактным динамическим D-триггером. Принцип его работы заключается в следующем. По переднему (положительному) фронту выходного импульса элемента DD1 состояние входа D триггера DD2 записывается во внутренний регистр. Физически это означает, что переключается первый из двух триггеров, входящих в состав DD2. Когда импульс на выходе элемента DD1 заканчивается, то по заднему (отрицательному) фронту этого импульса переключается второй триггер в составе DD2, и состояние выходов DD2 меняется (на выходе Q появляется информация, считанная со входа D). Это исключает возможность появления отпирающего импульса на базе каждого из транзисторов VT1, VT2 дважды в течение одного периода.
      Действительно, пока уровень импульса на входе С триггера DD2 не изменился, состояние его выходов не изменится. Поэтому импульс передается на выход микросхемы по одному из каналов, например верхнему (DD3, DD5, VT1). Когда импульс на входе С заканчивается, триггер DD2 переключается, запирает верхний и отпирает нижний канал (DD4, DD6, VT2). Поэтому следующий импульс, поступающий на вход С и входы DD5, DD6 будет передаваться на выход микросхемы по нижнему каналу. Таким образом каждый из выходных импульсов элемента DD1 своим отрицательным фронтом переключает триггер DD2 и этим меняет канал прохождения следующего импульса. Поэтому в справочном материале на управляющую микросхему указывается, что архитектура микросхемы обеспечивает подавление двойного импульса, т.е. исключает появление двух отпирающих импульсов на базе одного и того же транзистора за период.
      Более подробное описание одного периода работы цифрового тракта микросхемы.
      Появление отпирающего импульса на базе выходного транзистора верхнего (VT1) либо нижнего (VT2) канала определяется логикой работы элементов DD5, DD6 ("2ИЛИ-НЕ") и состоянием элементов DD3, DD4 ("2-Й"), которое, в свою очередь, определяется состоянием триггера DD2.
      Логика работы элемента 2-ИЛИ-НЕ, как известно, заключается в том, что на выходе такого элемента появляется напряжение высокого уровня (логическая 1) в том лишь единственном случае, если на обоих его входах присутствуют низкие уровни напряжений (логические 0). При остальных возможных комбинациях входных сигналов на выходе элемента 2 ИЛИ-НЕ присутствует низкий уровень напряжения (логический 0). Поэтому если на выходе Q триггера DD2 присутствует логическая 1 (момент t1 диаграммы 5), а на выходе /Q - логический 0, то на обоих входах элемента DD3 (2И) окажутся логические 1 и, следовательно, логическая 1 появится на выходе DD3, а значит и на одном из входов элемента DD5 (2ИЛИ-НЕ) верхнего канала. Следовательно, независимо от уровня сигнала, поступающего на второй вход этого элемента с выхода элемента DD1, состоянием выхода DD5 будет логический О, и транзистор VT1 останется в закрытом состоянии. Состоянием же выхода элемента DD4 будет логический 0, т.к. логический 0 присутствует на одном из входов DD4, поступая туда с выхода /Q триггера DD2. Логический 0 с выхода элемента DD4 поступает на один из входов элемента DD6 и обеспечивает возможность прохождения импульса через нижний канал.
      Этот импульс положительной полярности (логическая 1) появится на выходе DD6, а значит и на базе VT2 на время паузы между выходными импульсами элемента DD1 (т.е. на время, когда на выходе DD1 присутствует логический 0 - интервал t1-t2 диаграмма 5). Поэтому транзистор VT2 открывается и на его коллекторе появляется импульс выбросом вниз от положительного уровня (в случае включения по схеме с общим эмиттером).

      Начало следующего выходного импульса элемента DD1 (момент t2 диаграммы 5) не изменит состояния элементов цифрового тракта микросхемы, за исключением элемента DD6, на выходе которого появится логический 0, и поэтому транзистор VT2 закроется. Завершение выходного импульса DD1 (момент t3) обусловит изменение состояния выходов триггера DD2 на противоположное (логический 0 - на выходе Q, логическая 1 - на выходе /Q). Поэтому поменяется состояние выходов элементов DD3, DD4 (на выходе DD3 - логический 0, на выходе DD4 - логическая 1). Начавшаяся в момент t3 пауза на выходе элемента DD1 обусловит возможность открывания транзистора VT1 верхнего канала. Логический 0 на выходе элемента DD3 "подтвердит" эту возможность, превращая ее в реальное появление отпирающего импульса на базе транзистора VT1. Этот импульс длится до момента t4, после чего VT1 закрывается, и процессы повторяются.
      Таким образом основная идея работы цифрового тракта микросхемы заключается в том, что длительность выходного импульса на выводах 8 и 11 (либо на выводах 9 и 10) определяется длительностью паузы между выходными импульсами элемента DD1. Элементы DD3, DD4 определяют канал прохождения импульса по сигналу низкого уровня, появление которого чередуется на выходах Q и /Q триггера DD2, управляемого тем же элементом DD1. Элементы DD5, DD6 представляют собой схемы совпадения по низкому уровню.
      Для полноты описания функциональных возможностей микросхемы следует отметить еще одну важную ее особенность. Как видно из функциональной схемы рисунке входы элементов DD3, DD4 объединены и выведены на вывод 13 микросхемы. Поэтому если на вывод 13 подана логическая 1, то элементы DD3, DD4 будут работать как повторители информации с выходов Q и /Q триггера DD2. При этом элементы DD5, DD6 и транзисторы VT1, VT2 будут переключаться со сдвигом по фазе на половину периода, обеспечивая работу силовой части ИБП, построенной по двухтактной полумостовой схеме. Если на вывод 13 будет подан логический 0, то элементы DD3, DD4 будут заблокированы, т.е. состояние выходов этих элементов не будет изменяться (постоянный логический 0). Поэтому выходные импульсы элемента DD1 будут воздействовать на элементы DD5, DD6 одинаково. Элементы DD5, DD6, а значит и выходные транзисторы VT1, VT2, будут переключаться без сдвига по фазе (одновременно). Такой режим работы управляющей микросхемы используется в случае, если силовая часть ИБП выполнена по однотактной схеме. Коллекторы и эмиттеры обоих выходных транзисторов микросхемы в этом случае объединяются с целью умощнения.
      В качестве "жесткой" логической единицы в двухтактных схемах используется выходное напряжение внутреннего источника микросхемы Uref (вывод 13 микросхемы объединяется с выводом 14). Теперь рассмотрим работу аналогового тракта микросхемы.
      Состояние выхода DD1 определяется выходным сигналом компаратора ШИМ DA2 (диаграмма 4), поступающим на один из входов DD1. Выходной сигнал компаратора DA1 (диаграмма 2), поступающий на второй вход DD1, не влияет в нормальном режиме работы на состояние выхода DD1, которое определяется более широкими выходными импульсами ШИМ - компаратора DA2.
      Кроме того, из диаграмм видно, что при изменениях уровня напряжения на неинвентирующем входе ШИМ компаратора (диаграмма 3) ширина выходных импульсов микросхемы (диаграммы 12, 13) будет пропорционально изменяться. В нормальном режиме работы уровень напряжения на неинвентирующем входе компаратора ШИМ DA2 определяется только выходным напряжением усилителя ошибки DA3 (т.к. оно превышает выходное напряжение усилителя DA4), которое зависит от уровня сигнала обратной связи на его неинвентирующем входе (вывод 1 микросхемы). Поэтому при подаче сигнала обратной связи на вывод 1 микросхемы ширина выходных управляющих импульсов будет изменяться пропорционально изменению уровня этого сигнала обратной связи, который, в свою очередь, изменяется пропорционально изменениям уровня выходного напряжения ИБП, т.к. обратная связь заводится именно оттуда.
      Промежутки времени между выходными импульсами на выводах 8 и 11 микросхемы, когда оба выходных транзистора VT1 и VT2 ее закрыты, называются "мертвыми зонами". Компаратор DA1 называется компаратором "мертвой зоны", т.к. он определяет минимально возможную ее длительность.
      Из временных диаграмм следует, что если ширина выходных импульсов ШИМ-компаратора DA2 будет в силу каких-либо причин уменьшаться, то начиная с некоторой ширины этих импульсов выходные импульсы компаратора DA1 станут шире выходных импульсов ШИМ-компаратора DA2 и начнут определять состояние выхода логического элемента DD1, а значит и. ширину выходных импульсов микросхемы. Другими словами, компаратор DA1 ограничивает ширину выходных импульсов микросхемы на некотором максимальном уровне. Уровень ограничения определяется потенциалом на неинвентирующем входе компаратора DA1 (вывод 4 микросхемы) в установившемся режиме. Однако с другой стороны, потенциал на выводе 4 будет определять диапазон широтной регулировки выходных импульсов микросхемы. При увеличении потенциала на выводе 4 этот диапазон сужается. Самый широкий диапазон регулировки получается тогда, когда потенциал на выводе 4 равен 0.
      Однако в этом случае появляется опасность, связанная с тем, что ширина "мертвой зоны" может стать равной 0 (например, в случае значительного возрастания потребляемого от ИБП тока). Это означает, что управляющие импульсы на выводах 8 и 11 микросхемы будут следовать непосредственно друг за другом. Поэтому может возникнуть ситуация, известная под названием "пробой по стойке". Она объясняется инерционностью силовых транзисторов инвертора, которые не могут открываться и закрываться мгновенно. Поэтому, если одновременно на базу открытого до этого транзистора подать запирающий сигнал, а на базу закрытого транзистора - отпирающий (т.е. с нулевой "мертвой зоной"), то получится ситуация, когда один транзистор еще не закрылся, а другой уже открыт.
      Тогда и возникает пробой по транзисторной стойке полумоста, который заключается в протекании сквозного тока через оба транзистора. Ток этот минует первичную обмотку силового трансформатора и практически ничем не ограничен. Защита по току в этом случае не работает, т.к. ток не протекает через токовый датчик (на схеме не показан), а значит, этот датчик не может выдать сигнал на схему управления. Поэтому сквозной ток достигает очень большой величины за очень короткий промежуток времени.
      Подобная ситуация приведёт к перегреву силовых транзисторов и их пробою. Поэтому управляющее напряжение, подаваемое на затворы силовых транзисторов, должно быть сформировано таким образом, чтобы сначала надежно закрывался бы один из этих транзисторов, а уже потом открывался бы другой. Другими словами, между управляющими импульсами, подаваемыми на затворы силовых транзисторов обязательно должен быть временной сдвиг, не равный нулю ("мертвая зона"). Минимальная допустимая длительность "мертвой зоны" определяется инерционностью применяемых в качестве силовых ключей транзисторов. Другая неприятность заключается в том, что конечное время востановления выпрямительных диодов может оказаться значительно больше "мертвой зоны". Это связано с тем, что реальные диоды, в отличии от идеальных, не могут мгновенно закрываться и через них могут протекать токи в обратном направлении, это ведёт к потерям, перегреванию и выходу из строя. Во избежание коммутационных выбросов, во-первых, необходимо введение "мертвой зоны" между закрытием транзистора VT3 и открытием VT4 не менее чем удвоенное время обратного восстановления диода. Во-вторых, если есть возможность, лучше отказаться от обычных диодов и применить диоды Шоттки (Диоды Шоттки как правило на низкое оратное напряжение. Их имеет особый смысл применять в понижающих преобразователях).
      Итак, в идеальной схеме сигнал на затворах будет равняться пол периода D=0.5, но в реальной схеме, по описанным выше причинам, мы обязательно добавляем «мертвую зону» и в результате получаем импульс в лучшем случае D=0.45.
      Архитектура микросхемы позволяет регулировать величину минимальной длительности "мертвой зоны" с помощью потенциала на выводе 4 микросхемы. Потенциал этот задается с помощью внешнего делителя, подключаемого к шине выходного напряжения внутреннего опорного источника микросхемы Uref.
      В некоторых вариантах ИБП такой делитель отсутствует. Это означает, что после завершения процесса плавного пуска (см. ниже) потенциал на выводе 4 микросхемы становится равным 0. В этих случаях минимально возможная длительность "мертвой зоны" все же не станет равной 0, а будет определяться внутренним источником напряжения DA7 (0,1В), который подключен к неинвертирующему входу компаратора DA1 своим положительным полюсом, и к выводу 4 микросхемы - отрицательным. Таким образом, благодаря включению этого источника ширина выходного импульса компаратора DA1, а значит и ширина "мертвой зоны", ни при каких условиях не может стать равной 0, а значит "пробой по стойке" будет принципиально невозможен.
      Другими словами, в архитектуру микросхемы заложено ограничение максимальной длительности ее выходного импульса (минимальной длительности "мертвой зоны").
      Если имеется делитель, подключенный к выводу 4 микросхемы, то после плавного пуска потенциал этого вывода не равен 0, поэтому ширина выходных импульсов компаратора DA1 определяется не только внутренним источником DA7, но и остаточным (после завершения процесса плавного запуска) потенциалом на выводе 4. Однако при этом, как было сказано выше, сужается динамический диапазон широтной регулировки ШИМ компаратора DA2.

Рассмотрим работу силовых ключей.

      При работе на емкостную нагрузку, какой условно является затвор полевого транзистора, выходные транзисторы TL494 включаются эмитерным повторителем. При ограничении среднего тока в 200 мА схема способна достаточно быстро зарядить затвор, но разрядить его выключенным транзистором невозможно. Разряжать затвор с помощью заземленного резистора - также неудовлетворительно медленно. Ведь напряжение на условной емкости затвора спадает по экспоненте, а для закрытия транзистора затвор надо разрядить от 10В до не более 3В. Ток разряда через резистор будет всегда меньше тока заряда через транзистор (да и греться резистор будет неслабо, и красть ток ключа при ходе вверх).
      Что бы обойти все эти проблемы в нашем варианте был реализован каскада форсированного закрывания ключевых транзисторов. Почему закрытия? Потому что у нас схема работает в инверсном режиме. К примеру, возьмем один такт. В микросхеме образовался сигнал и открылся один из её ключей (возьмем верхний по схеме) и коммутировал резистор R11 на землю и этим самым обесточил базу VT1 (закрыл его). С этого момента ток начинает течь через резистор R12 и заряжать емкость затвора VT3. Зарядившись до состояния насыщения, транзистор открывается. В момент отключения сигнала в микросхеме у нас VT1 открывается и коммутирует затвор силового на землю и разряжает его до закрытия. То же самое во втором ключе, но в противофазе. Транзистор VT1 разряжает затвор полевика и частично проводит ток с резистора R12. Это дополнительная нагрузка на транзистор VT1 и потеря КПД. Особенно хорошо это проявляется на высоких частотах. Это можно излечить поставив нормальный эмитерный повторитель, но это увеличивает количество деталей и размеры платы. По последней причине я решил поставить специализированный MOSFET драйвер IR4426. Подробно объяснять его структуру не стану. Этот драйвер выпускается широко известной фирмой International Rectifier (IR). Естественно есть аналоги других фирм. Микросхема представляет из себя специализированный инверсный драйвер двух полевых затворов.

      Новая схема:

      Резисторы R12 и R13 по 10 Ом для ограничения тока драйвера. Стабилитроны VD2 и VD3 маломощные на 12-15 вольт, для защиты затворов от случайных бросков напряжения.
      Напряжение на закрытом ключевом транзисторе складывается из напряжения питания и ЭДС первичной полуобмотки, которая в данный момент разомкнута. Поскольку коэффициент трансформации этих обмоток равен 1 (обмотки с одинаковым числом витков), перенапряжение на ключевом транзисторе достигает двойного значения напряжения питания. Поэтому выбирать транзисторы по допустимому напряжению между силовыми электродами следует из данного условия. Необходимо также учитывать, что ток ключевого транзистора складывается из постоянного тока нагрузки, пересчитанного в первичную цепь, и линейно нарастающего тока намагничивания индуктивности первичной обмотки. Ток имеет трапециевидную форму.
      У кого есть осцик, то вы можете всё это увидать собственными глазами. К примеру вот напряжения на участках затвор-сток и исток-сток.

      Из второго рисунка мы как раз и видим двойное значение напряжения на истоке силового транзистора.

      Трансформатор Ш 10x13 образный без зазора. ширина = 10мм толщина = 13мм высота просвета 19мм (рабочая высота катушки 17мм)
      первичка = 4 + 4 витка двойным проводом 0.85 (укладывал лентой в 4 жилы)
      вторичка = 84 витка проводом 0.6 (четыре слоя по 21 витку, умещается больше витков, но я оставлял свободное место по краям).
      Первой наматывал вторичку 4 слоя с изоляцией между слоями. Последней укладывал вторичку одним слоем лентой в 4 провода. При указанных на схеме номиналах конденсатора C3 и сопротивления R8, частота преобразования составит порядка 40 кГц. Входное напряжение 12 вольт, выходное 250 вольт. Для больших значений выходного напряжение следует пересчитать число витков вторичной обмотки исходя из трех вольт на виток. Можно просто умножитель поставить и не парится.

      Для сборки устройства вам понадобится лазерный принтер, глянцевая бумага от женского журнала, утюг, фальгированный стеклотекстолит, хлорное железо, дрель со сверлами, радиодетали, терпение и пару бутылок холодного пива с сухариками.

      Схему рисовал в четвертом Layout"e. Схему скачать можно .

      Печатаем на принтере, утюжим, смываем бумагу, вытравливаем, сверлим отверстия, смываем лишний мусор, лудим, напаиваем детали. Правильно собранное устройство не требует дополнительных настроек и работает сразу. Единственное замечание заключается в том, что силовые дорожки на плате необходимо усилить, пропаяв их с дополнительными обрезками медной жилы нужного диаметра. Конденсаторы C7 необходимо использовать с низкой собственной индуктивностью.

      В моем случае всё заработало как нужно. На холостом ходу, без какой либо нагрузки, преобразователь потреблял в районе 150 миллиампер. Номинальная выходная мощность 100 Вт. Максимальная 150Вт с дополнительным охлаждением.